Обзор Части 2



==126

Пункты с @A по @W кратко повторяют материал Части _2 . Обзор не соответствует исходному порядку изложения тем. Здесь сначала идёт теория, а затем обзор некоторых примеров. В основном материале части теория перемежается с примерами, чтобы увеличить интерес к материалу и показать, как надо использовать теорию в разработках.

@A Соглашения по именованию цепей

Введение ( §2.1 ) рассказывает, что такое транзистор, и вводит некоторые соглашения по наименованию цепей. Например, \( V_B\) ( с однобуквенным индексом ) обозначает напряжение на выводе базы, \(I_B\) - ток, текущий через вывод базы. \( V_{BE}\) ( двухбуквенный индекс) обозначает напряжение между выводами, здесь - база и эмиттер. \( V_{CC}\) , \( V_{EE}\) ( индекс с повторяющимися буквами ) обозначает положительное и отрицательное питание.

@B Типы и полярность транзисторов

Транзисторы - трёхвыводные устройства, способные усиливать сигнал. Два самых многочисленных вида: биполярные транзисторы ( BJT ), о котором рассказывается в этой части, и полевые транзисторы ( FET ), о них - Часть _3 . В биполярных транзисторах управляющий терминал называется база , а выходные - коллектор и эмиттер ( соответствующие выводы полевых зовутся затвор , сток и исток ). Сигнал, поданный на базу, управляет током, текущим между коллектором и эмиттером. Существуют транзисторы двух полярностей npn и pnp . Для npn коллектор имеет более положительный потенциал, чем эмиттер, а в pnp всё наоборот. Рис. 2.2 подкрепляет эти сведения изображениями, на которых p-n переходы обозначены в виде диодов, см. @D и @F . На рисунке показано также, что коллекторный ток вместе с током базы образуют ток эмиттера.

Рабочие режимы Транзисторы могут использоваться в качестве ключей , т.е. находиться в состоянии ЗАМКНУТО и РАЗОМКНУТО. Или они могут работать в линейном режиме, например, как усилители, у которых выходной ток пропорционален входному сигналу. Иначе говоря, транзистор может находиться в одном из трёх состояний: отсечки ( есть напряжение \( V_{CE}\) , нет тока коллектора ), насыщения ( есть ток коллектора, напряжение \( V_{CE}\)≈0 ) или в линейной области ( есть и ток коллектора, и напряжение \( V_{CE}\) ) .

@C Транзисторный гном и усиление по току

В самом общем виде ( §2.1.1 ) транзистор - усилитель тока. Коэффициент передачи ( он же «усиление» ) по току называется бета ( \(β\) или иногда \(h_{FE}\) ) . Ток базы вызывает появление в \(β\) раз большего тока между коллектором и эмиттером \(I_C= β I_B\) , если внешняя схема допускает такое положение. Когда ток течёт, переход база-эмиттер находится в проводящем состоянии, поэтому база на ∼0.65V более положительна ( в npn ), чем эмиттер. Транзистор не создаёт ток коллектора из воздуха, а просто регулирует ток от внешнего источника напряжения. Это важное свойство иллюстрирует «транзисторный гном» ( рис. 2.7 ), в задачи которого входит постоянная проверка тока коллектора на предмет соответствия уравнению \(β I_B\) . Типичный малосигнальный биполярный транзистор имеет \(β\) порядка 150 , но этот параметр специфицируется только приблизительно, и транзисторы одного типа могут иметь разброс этой величины при некотором токе коллектора в пределе 3:1 ( или больше ). Дополнительный разброс 3:1 добавляет зависимость \(β\) от \(I_C\) и столько же зависимость \(β\) от температуры, см. рис. 2.76 .

@D Ключи и состояние насыщения

В режиме ключа ( §2.2.1 ) для поддержания состояния ЗАМКНУТО требуется закачивать в ток базу [* для npn ] , а ток этот может существенно превышать стандартную величину \(I_B=I_C/β\) . На практике чаще всего встречается величина 1/10 от максимального ожидаемого тока коллектора, но может быть и меньше. В этом вопросе надо следовать рекомендациям производителя. При выполнении указанного условия транзистор находится в состоянии насыщения , а разница напряжений между коллектором и эмиттером составляет 25...200 mV . При столь низком потенциале коллектора переход база-коллектор ( рис. 2.2 ) начинает проводить ток и отбирает часть тока базы. Такое поведение создаёт в состоянии насыщения точку равновесия. В @K будут рассмотрены несколько примеров. См. также Часть X2 ( и Приложение AoE2_G из второго издания книги ).

@E Биполярный транзистор как генератор тока, управляемый напряжением

В §2.1.1 отмечалось, что схема, опирающаяся на конкретное значение бета - плохая схема. Дело в том, что данный параметр имеет двух- трёхкратный разброс от типичного значения, указанного в справочных данных. Надёжные схемы опираются на более предсказуемые характеристики, учитывающие транскондуктивную природу прибора. Если следовать определению крутизны ( выходной ток пропорционален входному напряжению ), то ток коллектора \(I_C\) управляется напряжением эмиттер-база \( V_{BE}\) ( §2.3 ). При этом можно оценивать ток базы по соотношению \(I_B=I_C/β\) , что несколько отличается от подхода, описанного в @C . Транскондуктивная модель помогает понять многие параметры ( ожидаемое усиление, искажения, температурный коэффициент ) и совершенно необходима для объяснения работы дифференциального каскада и токовых зеркал. Так или иначе, но есть приёмы разработки, позволяющие обойти большой разброс бета без прямого расчёта уравнения Эберса-Молла ( @F ), например, эмиттерная дегенерация. Отметим также, что хотя идея управления биполярным транзистором с помощью тока базы, рассчитанного по формуле \(I_B=I_C/β\) ( для какого-то значения \(β\) ) плохая, попытка управлять транзистором, устанавливая на базе расчётное значение \( V_{BE}\) ( в соответствии с предполагаемым \(I_S\) , см. @F ) ещё хуже, см. @Q . Иначе говоря, «схема, опирающаяся на конкретную величину \(I_S\) для работы при точно заданной температуре - плохая схема».



==127

@F Модель Эберса-Молла

На рис. 2.41 приведена кривая Гаммеля , на которой \( V_{BE}\) задаёт \(I_C\) , а значит и примерное значение \(I_B\) . Уравнения [2.8] и [2.9] показывают экспоненциальную ( или логарифмическую ) природу этой зависимости. В простой форме уравнение \(I_C=I_S\space \exp[V_{BE}/V_T]\) и его обратная форма \( V_{BE}=V_T\ln(I_C/I_S ) \) , где «константа» \( V_T \) равна 25 mV при 25°C , показывают, что ток коллектора определяется величиной \( V_{BE}\) и параметром \(I_S\) . Последний зависит от размеров кристалла и плотности тока. \(I_S\) - очень небольшой ток, который меньше \(I_C\) в \(10\space^{11}\) раз. Уравнение Эберса-Молла даёт хорошие результаты для всех типов кремниевых биполярных транзисторов, например, из табл. 8.1a . Производители интегральных схем опираются на него при разработке высококачественных линейных компонентов.

@G Эмпирические правила для коллекторного тока и напряжения база-эмиттер

См. §2.3.2 . Полезно помнить несколько эмпирических правил, вытекающих из уравнения Эберса-Молла. \(I_C\) увеличивается в 10 раз при увеличении \( V_{BE}\) на ∼60 mV; \(I_C\) увеличивается в 2 раза при увеличении \( V_{BE}\) на 18 mV; \(I_C\) увеличивается на 4% на каждый милливольт увеличения \( V_{BE}\) .

@H Малые сигналы, крутизна и внутренее сопротивление эмиттера

См. §2.3.2.B . Анализ схем принято проводить при фиксированном \(I_C\) и смотреть эффект от воздействия небольших изменений - «малых сигналов». Учитывая эмпирические правила из @G , по уравнению [2.13] можно подсчитать крутизну. Крутизна равна \( g_m= ∂ I_C/ ∂ V_{BE}=I_C/V_T\) , что даёт величину \( g_m\)=40 mS при 1 mA . Крутизна при этом пропорциональна току. Перефразируя, можно говорить о действующем значении внутреннего сопротивления \( r_e\) , включённого последовательно с выводом эмиттера, \( r_e\)=1/\( g_m=V_T/I_C\) , см. [2.12] . Строчная «\( r\)» сообщает о малосигнальной природе параметра. Полезно запомнить, что \( r_e\) составляет примерно 25 Ω при токе коллектора 1 mA и масштабируется обратно пропорционально изменению тока.

@I Температурная зависимость

См. §2.3.2.C . В @F утверждалось, что \( V_T \)=25 mV при 25°C , что указывает, на непостоянный характер этой «константы». Она меняется с температурой по закону \( V_T=kT/q\) ( §2.3.1 ). Можно было бы предположить, что \( V_{BE}\) пропорционально абсолютной температуре с коэффициентом примерно +2 mV/°C , потому что \( V_{BE}\)≈600 mV при T=300K . Но масштабирующий множитель \(I_S\) тоже имеет большой температурный коэффициент, причём обратного знака. Итоговый температурный коэффициент транзистора составляет около –2.1 mV/°C , и его полезно запомнить. \( V_T \) пропорционально абсолютной температуре, следовательно, температурный коэффициент крутизны при фиксированном токе коллектора обратно пропорционален абсолютной температуре ( \( g_m=I_C/V_T\) ) , т.е. падает на 0.34\%/°C при 25°C .

@J Эффект Эрли

См. §2.3.2.D . До настоящего момента считалось, что \( V_{BE}\) ( или ток базы ), задающие ток коллектора, не зависят от напряжения на коллекторе. Но в жизни \(I_C\) немного увеличивается с ростом \( V_{CE}\) . Явление носит название эффект Эрли ( Early ), см. уравнение [2.14] и рис. 2.59 . Влияние эффекта можно оценить величиной напряжения Эрли \( V_A\) , которое не зависит от рабочего тока, см. уравнение [2.15] . Если напряжение Эрли низкое ( что свойственно pnp транзисторам ), то воздействие будет заметным. Например, pnp 2N5087 с \( V_A\)=55V имеет \(η =4 ×10^{-4}\) , т.е. изменение \( V_{CE}\) на 10 V эквивалентно изменению \( V_{BE}\) на 4 mV . Если же напряжение базы удерживать на постоянном уровне, то 10 V изменения \( V_{CE}\) вызовут изменение тока коллектора на 17% . Хотелось бы обратить внимание на схемные конфигурации эмиттерная дегенерация и каскОд , которые убирают воздействие эффекта Эрли. См. также Часть X2 [* ##§X2.5 ].

Схемные конфигурации

Завершив обзор теории биполярных транзисторов, вернёмся к примерам схем данной части. Одним из способов разбора схем является разглядывание картинок с чтением заголовков и, возможно, просмотр сопровождающего текста, если что-либо ещё неясно.

@K Транзисторный ключ

Ключи на транзисторах рассматриваются в §2.2.1 . Примеры схем есть на рис. 2.9 ( зажигание светодиода ), 2.10 ( ключ на горячей стороне и схема сдвига уровня для него ) и 2.16 ( ключ с драйвером на эмиттерном повторителе ). Если просто, то надо загнать в базу транзистора много тока, чтобы перевести его в состояние глубокого насыщения, в котором перестают чувствоваться колебания тока коллектора, т.е. \(I_B ≫ I_C/ β\) . Напряжение на коллекторе при этом всего на несколько десятков милливольт выше эмиттера [* для npn ] . Подробнее тема раскрывается в Части 12 ( «Сопряжение логических сигналов» ). Если заглянуть чуть вперёд, то ключи на МОП транзисторах, как правило, имеют более высокие параметры ( §3.4.4 и §3.5 ). Их управляющий вывод - «затвор» не потребляет тока в статике, хотя в момент переключения придётся приложить значительные усилия, чтобы перезарядить его ёмкость.



==128

@L Формирователи импульсов

Базовые схемы формирователей импульсов показаны на рис. 2.11 ( импульс из перепада ) и 2.12 ( импульс из импульса ). Они просты, но не особо точны и стабильны. Для таких целей удобнее использовать специальные одновибраторы в интегральном исполнении ( §7.2 ).

@M Триггер Шмитта

Триггер Шмитта - пороговое устройство ( рис. 2.13 ) с гистерезисом, не допускающим множественные переключения при переходе зашумлённым сигналом порогового уровня. Триггер Шмитта можно делать на транзисторах, но и здесь правильнее использовать вариант на интегральных схемах - компараторах ( §4.3.2.B и §12.3 ) [* и на рис. 4.39 ( см. текст )] .

@N Эмиттерный повторитель

Эмиттерный повторитель - линейный усилитель с близким к единице усилением ( §2.2.3 ). Бета транзистора увеличивает входной и снижает выходной импеданс повторителя ( §2.2.3.B и уравнение [2.2] ). Дополнительные детали есть в §2.3.3 и на рис. 2.43 , где учитывается эффект от внутреннего сопротивления эмиттера \( r_e\) . В упрощённой форме \(R_{out} = r_e + R_S/ β\) , где \(R_S\) - сопротивление источника сигнала ( со стороны базы ). Выходной потенциал имеет смещение на величину \( V_{BE}\) , относительно входного, или примерно на 0.6 V . Существуют схемы компенсации данного напряжения, см. §2.2.3.D и рис. 2.29 . Эмиттерные повторители активно используются в регуляторах напряжения, см. §2.2.4 и рис. 2.21 и 2.22 . Альтернатива - повторитель на операционном усилителе ( §4.2.3 ).

@O Источники ( и приёмники ) тока

В отличие от источника напряжения , который обеспечивает постоянство напряжения, независимо от тока нагрузки ( например, батарея ), источник тока выдаёт постоянный ток, независимо от сопротивления нагрузки, см. §2.2.6 и рис. 2.31 . Бытового аналога такого устройства нет. Транскондуктивный прибор с относительно постоянным током коллектора, каковым является биполярный транзистор, - естественный кандидат для такой задачи. Самый простой источник тока получается из транзистора, на базу которого подаётся потенциал \( V_B\) относительно опорного уровня, а эмиттер подключается к тому же опорному уровню через резистор. Для npn транзистора с нулевым опорным напряжением ток ( входящий ) вычисляется по формуле \(I_C=( V_B-V_{BE})/R_E\) , см. рис. 2.32 . Для улучшения предсказуемости и стабильности член \( V_{BE}\) можно скомпенсировать, см. рис. 2.33 . Рабочий диапазон напряжений снизу ограничивается напряжением насыщения, а сверху - напряжением пробоя или рассеиваемой мощностью. Источники тока часто делают на токовых зеркалах ( @P ). Точные и стабильные источники тока можно делать на ОУ ( §4.2.5 ). Существуют и специализированные микросхемы таких источников, см. §9.3.14 .

@P Токовые зеркала

Токовое зеркало ( §2.3.7 ) - трёхвыводной источник тока, который выдаёт ток пропорциональный входному «программирующему» току. В типовой схеме ( рис. 2.55 и 2.58 ) зеркало подключено к шине питания ( или земле ) и отражает управляющий ток, который часто задаётся резистором. Имеются варианты схемы без эмиттерных резисторов, рабочий диапазон которых всего на несколько десятых долей вольта меньше полного диапазона питания. В обычной схеме на транзисторах бесполезно устанавливать точное значение \( V_{BE}\) , чтобы получить в соответствии с уравнением Эберса-Молла нужный \(I_C\) , но в данном случае приходится делать именно это. Приём, позволяющий достичь результата - использование согласованной пары транзисторов. На одном из них программирующий ток \(I_p\) создаёт «правильное» напряжение \( V_{BE}\) , которое подаётся на второй транзистор, чтобы получить на выходе ток в точности равный \(I_p\) .

Схема требует использования согласованных транзисторов ( в соответствии с @G 1 mV разницы напряжений \( V_{BE}\) приводит к 4% разнице токов ), и именно из таких транзисторов состоит любая интегральная схема. На рис. 2.62 в графической форме показано влияние разницы напряжений база-эмиттер на отношение токов коллектора \(Δ V_{BE}=V_T\ln(I_{C2}/I_{C1}) \) . Этот эффект можно использовать для создания зеркал с кратным отношением токов, см. Часть X2 [* и дополнительные картинки из второго издания AoE2.2.49 ] .

Замечательное зеркало с рис. 2.55 подвержено влиянию эффекта Эрли при изменении выходного напряжения. Воздействие особенно заметно в pnp транзисторах. Выше ( @J ) приводился пример - 2N5087. Изменение напряжения \( V_{CE}\) на 10 V вызовет изменение напряжение \( V_{BE}\) на 4 mV , т.е. приведёт к изменению тока коллектора на 17% . Одним из решений является эмиттерная дегенерация ( рис. 2.60 ). Но резистор в эмиттере уменьшает рабочий диапазон напряжений для нагрузки со стороны опорного уровня и общий динамический диапазон схемы. Есть более элегантное решение - зеркало Уилсона ( рис. 2.61 ). В нём эффект Эрли подавляется каскОдом ( рис. 2.84B ). КаскОдный транзистор \(Q_3\) пропускает ток коллектора \(Q_2\) в нагрузку, при этом \(Q_2\) работает при фиксированном напряжении на коллекторе \( V_{CE}\) , равном его собственному \( V_{BE}\) . Зеркало Уилсона - остроумная конфигурация, которая, вдобавок, убирает ошибку от тока базы ( в обычном зеркале на транзисторах с \(β\)=100 она составляет 2% ). Эмиттерная дегенерация ( рис. 2.61B ) дополнительно давит эффект Эрли, но в «чистом зеркале Уилсона» от неё можно отказаться. Все линейные микросхемы набиты зеркалами Уилсона. В Части X2 обсуждается биполярное токовое зеркало.

@Q Усилитель с общим эмиттером



==129

См. §2.2.7 и §2.3.4 , рис. 2.35 , 2.48 и 2.50 . Наипростейшей формой усилителя с общим эмиттером является транзистор, эмиттер которого заземлён, нагрузочный резистор \(R_L\) идёт на шину питания \( V_{CC}\) [* для npn ] , а на базу подано рабочее смещение и небольшое сигнальное напряжение. Усиление \( G_V=-R_L/r_e\) . Если смещение выставлено так, чтобы ток коллектора откладывал на \(R_L\) половину питания, тогда \(I_C=V_{CC}\)/2\(R_L\) , \( r_e=V_T/I_C\)=2\(R_LV_T/V_{CC}\) . Тогда с учётом \( V_T \)≈25 mV усиление по напряжению \( G_V\)=–20\( V_{CC}\) , где \( V_{CC}\) выражено в вольтах. Для \( V_{CC}\)=20 V усиление по напряжению равно –400 .

Это большая цифра. Но если исключить случай малого сигнала, у схемы есть серьёзный недостаток: усиление обратно пропорционально \( r_e\) , т.е. пропорционально \(I_C\) . Но последний постоянно меняется вместе с выходным сигналом, вызывая изменение усиления первого порядка, т.е. внося сильные искажения ( рис. 2.46 ). Их можно понизить ( ценой снижения усиления ) с помощью эмиттерной дегенерации в виде резистора \(R_E\) . Тогда усиление \( G_V=-R_L/( R_E+r_e ) \) . Эффект от изменения \( r_e\) сильно уменьшается см. рис. 2.47 , где эмиттерная дегенерация снижает усиление в 10 раз ( \(R_E=9r_e\) ) . Это одна из форм отрицательной обратной связи, см. §2.3.4.B и @W [* и §X2.4 ] . Схему можно рассматривать как управляемый источник тока ( @O ), работающий на резистивную нагрузку. Усиление по напряжению в такой конфигурации равно крутизне источника тока, умноженной на сопротивление нагрузки \( G_V=g_mR_L\) , где \( g_m\)=–1/\( r_e\) .

На данный момент оказался обойдённым вопрос установки рабочей точки, обеспечивающей заданный ток покоя коллектора. Подходящее напряжение \( V_{BE}\) неизвестно, а даже малейшее его изменение имеет очень заметный эффект, см. @G ( каких-то 60 mV отклонения величины \( V_{BE}\) , которые легко можно обнаружить у двух однотипных транзисторов из одной коробки, ведёт к появлению 10-кратной разнице токов коллектора! ) Есть достаточное количество схемных решений этой проблемы, см. §2.3.5 , но самый простой выход - эмиттерная дегенерация на постоянном токе с шунтированием в необходимой для требуемого усиления степени на рабочей частоте сигнала ( рис. 2.50 и 2.51 ). Ещё один вариант, взять для установки смещения согласованную пару транзисторов по аналогии со схемой токового зеркала ( рис. 2.52 ). Такой же метод используется в дифференциальном усилителе ( рис. 2.63 и @R ). Третий путь - использование для установки смещения обратной связи ( рис. 2.53 и 2.54 ) - основной путь для схем на операционных усилителях ( Часть _4 ).

@R Дифференциальный усилитель

Дифференциальный усилитель ( §2.3.8 ) - симметричная конфигурация двух согласованных транзисторов, усиливающая разницу между двумя сигналами. В нём можно использовать эмиттерную дегенерацию ( рис. 2.64 ) но нужды в ней нет ( рис. 2.65 ). Параметры можно улучшить, если заменить резисторную подтяжку эмиттеров источником тока ( для увеличения стабильности ), а резистивную же нагрузку в коллекторе - на токовое зеркало ( для увеличения усиления ) ( рис. 2.67 ). Дифференциальный усилитель практически полностью убирает из сигнала синфазное напряжение [* оставляя прочти исключительно разницу сигналов] , т.е. имеет высокое значение КОСС ( отношение \( G_{diff}/G_{CM}\) ) . Дифференциальные усилители могут усиливать и однополярные сигналы ( второй вход при этом заземляется ), где изначально присущая дифференциальным парам компенсация смещения \( V_{BE}\) позволяет использовать связь по постоянному току ( §2.3.8.B ). Обычно используется только один выход дифференциального каскада, т.е. схема работает преобразователем дифференциального сигнала в однополярный. Но можно задействовать и два выхода разом ( «полностью дифференциальный усилитель» §5.17 ) для управления балансной нагрузкой, либо для расщепления фазы - создания парафазного сигнала ( с разницей фаз 180° ). См. также описание дифференциального усилителя с эмиттерными входами в Части X2 [* ##§X2.8 ]. и §5.13 - §5.16 ( прецизионные дифференциальные и инструментальные усилители ).

@S Компараторы

Дифференциальная пара с очень большим усилением \( G_{diff}\) попадает в насыщение даже от очень небольшого сигнала ( §2.3.8.E ). Например, всего несколько милливольт разницы достаточно для перевода в насыщение выхода пары с \( G_{diff}\)=1000 ( такое усиление без труда достигается с помощью токового зеркала в качестве коллекторной нагрузки ). В таком режиме дифференциальная пара превращается в компаратор напряжения. Компараторы очень широко используются для обнаружения перехода через пороговый уровень или сравнения двух напряжений. Компараторы являются основой аналого-цифровых преобразователей ( Часть 13 ) и подробно рассматриваются в Части 12 , см. §12.3 и табл. 12.1 и 12.2 .

@T Симметричные каскады

Одиночный транзистор может проводить ток только в одном направлении ( npn транзистор может только принимать ток, текущий в коллектор и выходящий из эмиттера ). Данное свойство осложняет работу с нагрузками, требующими смены полярности напряжения, например, звуковыми колонками, сервоприводами и т.п. Задача может быть решена однополярной схемой, известной как «класс-A», но у неё очень высокий ток холостого хода, см. рис. 2.68 . Симметричная конфигурация использует пару транзисторов разной полярности, подключённых к противоположным шинам питания ( §2.4.1 ). Такая конструкция позволяет выдать большой ток любой полярности с очень небольшим током холостого хода. На рис. 2.69 изображён симметричный эмиттерный повторитель на комплементарных транзисторах с нулевым током холостого хода ( «класс-B» ), в котором есть переходные искажения [* см. рис. 4.27 ] . Искажения можно сильно уменьшить, если перевести выходной каскад в режим частичной сквозной проводимости ( «класс-AB», рис. 2.71 ). В качестве выходного можно использовать составной транзистор, собранный по схеме Дарлингтона или Шиклай ( @U ), см. рис. 2.78 . Симметричная схема активно используется в логических схемах ( см. рис. 10.25 ), драйверах затвора ( рис. 3.97 ) и в связке с операционными усилителями для увеличения выходного тока последних ( см. рис. 4.26 ).

@U Схемы Дарлингтона и Шиклай



==130

Это простые комбинации двух транзисторов, позволяющие получить 3-выводной эквивалент транзистора с усилением, равным произведению усилений исходных транзисторов \(β = β_1 · β_2\) . Дарлингтон каскадирует транзисторы одной полярности ( рис. 2.74 и 2.75 ) и имеет напряжение база-эмиттер, равное 2\( V_{BE}\) . Шиклай ( рис. 2.77 ) использует транзисторы разной полярности и имеет один перепад \( V_{BE}\) , который, к тому же, благодаря \(R_B\) , слабо зависит от выходного тока. В обеих схемах резистор \(R_B\) должен подключаться между выводами базы и эмиттера выходного транзистора. См. также Часть X2 .

@V Эффект Миллера

Подобно многим другим компонентам, транзисторы имеют межвыводные ёмкости \( C_{BE}\) , \( C_{CE}\) и \( C_{CB}\) ⁷² . \( C_{BE}\) замедляет входной сигнал, а \( C_{CE}\) - выходной, образуя с импедансами внешних цепей фильтры нижних частот. Эффект ёмкости обратной связи \( C_{CB}\) сложнее. \( C_{CB}\) формирует эквивалентную входную ёмкость, включённую между базой и землёй, с номиналом \( C_{CB} ×G_V\) , где \( G_V\) - коэффициент передачи усилителя с общим эмиттером. Таким образом, действующая входная ёмкость \( C_{eff}=( G_V+1 )C_{CB}\) . Это и есть неприятный эффект Миллера ( §2.4.5.B ), чьё воздействие сильно портит характеристики высокочастотных и широкополосных усилителей. Данному эффекту не подвержены дифференциальная схема, усилитель с общей базой и каскОд. КаскОд подробно разбирается в Части X2 [* ##§X2.3 ].

@W Отрицательная обратная связь

Если бы за наиболее значимые схемотехнические решения давали нобелевскую премию, то безусловным номинантом стал бы Гарольд Блэк (Harold Black ) за концепцию отрицательной обратной связи . В самой простой форме суть состоит в вычитании из входного сигнала части B выходного ( рис. 2.85 ). Если усиление схемы без обратной связи A , тогда усиление с обратной связью [2.16] \( G_{CL}\)=A(1+AB) . Величина AB обычно существенно больше единицы, её называют петлевым усилением , и это тот коэффициент ( вернее [ 1+AB ] ), с которым отрицательная обратная связь улучшает параметры схемы: линейность, постоянство усиления и т.д., см. §2.5.3 .

Обратная связь - основа проектирования линейных схем и неотделима от конструкции операционных усилителей ( Часть _4 ) и источников питания ( Часть _9 ). Отрицательная обратная связь позволит построить усилитель с уровнем искажений 0.0001% и выходным сопротивлением 0.001 Ω и может ещё много гитик. Хорошая вещь!



==130