2.2 (II) Базовые схемы на транзисторах



==82

2.2.4 Эмиттерные повторители в качестве регуляторов напряжения

Самым простым источником напряжения является стабилитрон ( рис. 2.20 ). Через него должен идти некоторый ток, поэтому должно выполняться неравенство \[ \frac{V_{in}(min)-V_{out}}{R} > I_{out}(max). \]

Т.к. \( V_{in}\) - нерегулируемое, необходимо использовать самое низкое значение, появляющееся на входе. Разработка схем, работающих даже при наихудшем сочетании событий ( здесь минимальное \( V_{in}\) и максимальный \(I_{out}\) ) , называется разработкой с запасом или «консервативной». В реальном мире приходится заботиться о допусках номиналов, диапазонах входных напряжений и вести разработку так, чтобы выдерживать самую маловероятную и неприятную комбинацию параметров.

Стабилитрон должен быть рассчитан на мощность \[ \left(\frac{V_{in}-V_{out}}{R}-I_{out}\right )V_{zener} \]

И опять, для надёжности следует брать уже \( V_{in}\)(max) и \(I_{out}\)(min).

Упражнение 2.6
Рассчитайте регулятор на +10 V и ток 0...100 mA . Выходное напряжение +20...+25 V . В любой ситуации ( при самом плохом сочетании условий ) через стабилитрон должен течь ток 10 mA минимум. Какую мощность должен иметь стабилитрон?

Этот простой регулятор напряжения используется иногда в некритичных задачах или устройствах с небольшим энергопотреблением, но полезность его - штука сомнительная по нескольким причинам.

• \( V_{out}\) нельзя точно выбрать или подстроить.
• Стабилитроны слабо давят пульсации и плохо реагируют на изменение тока нагрузки и входного напряжения, за что следует благодарить ненулевой динамический импеданс.
• Для нагрузок, меняющих ток потребления в широких пределах, могут потребоваться мощные стабилитроны, которые выдержат избыточную мощность на низких токах нагрузки ¹⁶ .

Улучшить регулятор можно, если изолировать стабилитрон эмиттерным повторителем ( рис. 2.21 ). Ток стабилитрона становится, в известной степени, независим от тока нагрузки, т.к. ток базы транзистора мал, и можно использовать стабилитрон меньшей мощности ( мощность сокращается с коэффициентом \(β\) ) . Для защиты транзистора от чрезмерных кратковременных токов нагрузки можно поставить коллекторный резистор \(R_C\) , который будет ограничивать ток, хотя для работы самого повторителя не нужен. Падение на \(R_C\) при наибольшем нормальном токе нагрузки должно быть меньше, чем падение на \(R\) , чтобы транзистор не вошёл в насыщение при максимальной нагрузке.



==83

Упражнение 2.7
Рассчитайте стабилизатор с теми же параметрами, что и в упражнении 2.6 , используя стабилитрон и эмиттерный повторитель. Посчитайте максимальное тепловыделение на стабилитроне и транзисторе для наихудшего случая. В какой пропорции ( в процентах ) меняется ток стабилитрона при переходе от отсутствия нагрузки к её полной величине? Сравните результаты с предыдущим заданием.

Одна из вариаций предложенной схемы позволяет подавить негативное воздействие пульсаций на стабилитрон ( через \(R\) ) за счёт перевода последнего на питание от источника тока ( сам источник разбирается в §2.2.6 ). Альтернативный метод использует фильтр низких частот на входе стабилитрона ( рис. 2.22 ). Номинал \(R\) выбирают по рабочему току стабилитрона: два последовательных резистора должны его обеспечивать. Ёмкость выбирается из неравенства \(RC\)≫1/\( f_{ripple}\) ¹⁷ .

Позднее будет представлен регулятор с более высокими параметрами, в котором выходом легко управлять за счёт обратной связи. Такие схемы гораздо лучше выполняют функцию источника напряжения. Их выходной импеданс измеряется в миллиомах, а температурный коэффициент - в миллионных долях на градус изменения температуры.

2.2.5 Рабочая точка эмиттерного повторителя

Когда эмиттерный повторитель работает в составе большой схемы, подключение базы транзистора прямо к выходу предыдущего каскада ( рис. 2.23 ) - общая практика.

Т.к. сигнал на коллекторе \(Q_1\) всегда находится в диапазоне питания, база \(Q_2\) также всегда попадает туда же, а транзистор постоянно находится в активном режиме ( не попадает ни в состояние отсечки, ни в насыщение ). При этом переход база-эмиттер всегда проводит ток, а коллектор не менее чем за несколько десятых вольта положительнее эмиттера. Но в других схемных конфигурациях условия для входа могут быть не столь удачно соответствовать диапазону питания. Типичным примером является развязанный по постоянному току ( блокирующим конденсатором ) сигнал с внешнего источника ( например, аудио сигнал на входе звукового усилителя ). В этом случае средний уровень сигнала равен нулю и прямое подключение к базе повторителя даст на выходе сигнал, похожий на рис. 2.24 .

В таком случае необходимо смещать повторитель ( задавать рабочую точку ) так, чтобы ток через коллектор тёк во всём диапазоне входного сигнала. Делать это нужно не только с повторителем, но и с любым усилителем вообще. В этом случае делитель напряжения в базе будет самым простым вариантом ( рис. 2.25 ). В отсутствие сигнала средняя точка делителя должна сместить базу [* вернее, эмиттер] на половину диапазона питания, т.е. \(R_1\) и \(R_2\) примерно равны. Процедура выбора рабочего напряжения схемы в отсутствие сигнала известна как установка рабочей точки . В примере, как и в большинстве случаев, рабочая точка должна максимально симметризовать выходной сигнал относительно питания без ограничений ( чтобы верхушки сигнала не уплощались ). Какой порядок величин должны иметь \(R_1\) и \(R_2?\) Применяя общие принципы ( §1.2.5.A и §2.2.3.A ), выбираем номиналы так, чтобы импеданс цепи смещения ( импеданс со стороны делителя ) был мал относительно нагрузки, которую делитель удерживает ( импеданс со стороны базы ), т.е. в данном случае \(R_1∥R_2≪βR_E\) . Можно сказать, что ток, текущий через делитель, должен быть велик относительно тока, забираемого базой.

[* А почему, собственно, \(..R_1∥R_2..?\)
По той же причине, по которой на эквивалентных схемах и моделях резисторы, подключённые к источнику питания, изображают закороченными на землю. В молодости, помнится, всегда вставал в тупик при виде подобных трансформаций. Был нормальный делитель: \(R_1\) на питании, \(R_2\) на земле, а превратился в два параллельных резистора, идущих на землю. Как так? Дело в том, что мы, как сугубые реалисты, берём первый попавшийся идеальный источник питания, внутреннее сопротивление которого равно нулю, и эквивалентная схема делителя превращается в три сопротивления: \(R_2\) идёт на землю непосредственно, а \(R_1\) - через сопротивление источника, которое равно нулю. Получили параллельное соединение резисторов. Источник с сопротивлением 0 Ω можно представить как конденсатор с бесконечной ёмкостью: разность потенциалов есть, а сопротивление для сигнала переменного тока любой частоты равно нулю.

Только что вы прочитали объяснение «на пальцах», а теперь можете обратьться к официальной версии - эквиваленту Тевенина для делителя напряжения §1.2.5 ].



==84

2.2.5.A Пример разработки эмиттерного повторителя

Рассчитаем какой-нибудь реальный пример. Сделаем повторитель для звукового сигнала ( 20 Hz...20 kHz ). Пусть \( V_{CC}\) будет +15 V , а ток покоя 1 mA .

Шаг 1

Выбираем \( V_E\) . Для наибольшего возможного симметричного размаха без ограничения \( V_E=0.5 V_{CC}\) или +7.5 V .

Шаг 2

Выбираем \(R_E\) . Чтобы ток холостого хода был 1 mA , требуется \(R_E\)=7.5 kΩ .

Шаг 3

Выбираем номиналы делителя. \( V_B=V_E\)+0.6 V , т.е. \( V_B\)=8.1V . Отсюда считается отношение \(R_1\) к \(R_2\) или 1:1.17 . Разобранное ранее условие требует, чтобы параллельное соединение \(R_1\) и \(R_2\) было меньше или равно 1/10 от произведения 7.5 kΩ×\(β\) , т.е. 750 kΩ/10 или меньше. Подходящими номиналами будут \(R_1\)=130 kΩ и \(R_2\)=150 kΩ .

Шаг 4

Выбираем \( C_1 \) . Разделительный конденсатор вместе с импедансом видимой ему нагрузки образует фильтр высоких частот. В импеданс нагрузки для \( C_1 \) входит параллельное соединение импеданса делителя ( \(R_1∥R_2\)≈70 kΩ ) и импеданса со стороны базы ( \(β×R_E\)≈750 kΩ ). Таким образом, конденсатору цепь видна как 63 kΩ , а значит, его величина должна быть не менее 0.15 μF , чтобы точка «-3dB» была ниже границы рабочего диапазона 20 Hz .

Шаг 5

Выбираем \( C_2\) . Конденсатор \( C_2\) образует ФВЧ в комбинации с импедансом нагрузки на выходе повторителя, величина которого неизвестна. Достаточно безопасно предположить, что нагрузка не может быть меньше, чем \(R_E\) . Значит, для 7.5 kΩ получаем ёмкость \( C_2\)=1.0 μF минимум, чтобы опустить точку «-3dB» ниже 20 Hz . Теперь имеем двухкаскадный фильтр высоких частот, поэтому величины конденсаторов следует увеличить, чтобы избежать дополнительного ослабления сигнала ( в данном случае уменьшение амплитуды составит 6 dB ) на самой низкой интересующей частоте. \( C_1 \)=0.47 μF и \( C_2\)=3.3 μF , скорее всего, будет хорошим вариантом ¹⁸ .

Исходя из простой модели транзистора, полагаем выходной импеданс на эмиттере \[ Z_{out}=R_E∥\left(\frac{Z_{in}∥R_1∥R_2}{β}\right ), \] где \(Z_{in}\) - эквивалентное выходное сопротивление источника сигнала. Если принять \(β\)=100 , сигнал источника с импедансом 10 kΩ превратится в выходной импеданс ( на эмиттере ) величиной примерно 87 Ω . Как будет ясно из §2.3 , существует внутренний механизм ( внутренний действующий импеданс эмиттера \( r_e\) ) , который добавляет последовательное сопротивление величиной \( 25(mV)/I_E(mA ) \) последовательно с эмиттером. С такой коррекцией импеданс 10 kΩ превратится в 110 Ω .

2.2.5.B Повторитель с расщеплённым питанием

Сигналы часто находятся рядом с уровнем земли, поэтому удобно использовать симметричные положительный и отрицательный уровни питания. Это упрощает смещение и позволяет обойтись без разделительного конденсатора ( рис. 2.26 ).

Предупреждение : вы обязаны обеспечивать путь для установившегося ток смещения, даже если он течёт только на землю. В данной схеме предполагается, что путь для тока обеспечивает источник сигнала. Если это не так, например, сигналы связаны через конденсатор, вы обязаны поставить резистор на землю ( рис. 2.27 ) [* см. §4.2.2.A ] . \(R_B\) , как и раньше, должен иметь величину около 1/10 от \(β · R_E\) .

Упражнение 2.8
Разработайте эмиттерный повторитель с питанием ±15 V и звуковым рабочим диапазоном ( 20 Hz...20 kHz ). Ток покоя 5 mA , на входе связь по переменному току.



==85

2.2.5.C Ошибки смещения

Иногда можно видеть безблагодатные схемы, подобные унылому ужасу с рис. 2.28 . Разработчик выбрал \(R_B\) , предполагая типичное значение \(β\)=100 , подсчитал ток базы и повесил резистор, на котором падает 7V . Это плохой пример, т.к. бета - ненадёжная основа и может сильно меняться. При использовании напряжения смещения, полученного от жёсткого делителя, как в предыдущем примера, точка покоя становится нечувствительна к усилению транзистора. Скажем, в примере выше потенциал эмиттера изменится всего на 0.35 V ( 5% ) при изменении беты от 100 до 200 . Попасть в ловушку и создать плохую конструкцию можно для любой схемы включения, не только повторителей ( особенно легко всё испортить в усилителе с общим эмиттером, который разбирается ниже ).

2.2.5.D Компенсация смещения (I)

Как бы было хорошо, если бы эмиттерный повторитель не вносил в выходной сигнал смещение на величину падения на переходе база-эмиттер \( V_{BE}\)≈0.6 V . На рис. 2.29 показано, как можно скомпенсировать постоянное смещение, включив последовательно повторители на pnp транзисторе с положительным смещением и npn транзисторе со сравнимым, но отрицательным смещением \( V_{BE}\) . Схема использует симметричный двуполярный источник питания ±10 V , в эмиттерах стоят одинаковые резисторы, поэтому токи покоя транзисторов примерно равны для входного сигнала в районе 0V .

Это хороший приём, о котором полезно знать, способный помочь в трудной ситуации. Но такая компенсация \( V_{BE}\) не идеальна ( \( V_{BE}\) немного зависит от тока коллектора и от размера транзистора ). Подробные объяснения причин явления следуют позже: в этой части ( см. §2.3 ) и в Части _5 . Но в Части _4 рассказывается, что очень легко сделать повторитель на операционном усилителе с почти идеальным нулевым смещением ( 10 μV и менее ). В качестве приятного дополнения идёт входной импеданс в районе гигаом и более, нано- и пикоамперные входные токи, а выходной импеданс - доли ома.

2.2.6 Источник тока

Источники тока часто остаются в небрежении, хотя они столь же важны и полезны, как источники напряжения. Источники тока позволяют задавать смещение в транзисторах, выступают в качестве непревзойдённой «активной нагрузки» для каскадов с очень большим усилением и эмиттерных источников в дифференциальных усилителях. Они необходимы интеграторам, генераторам пилообразного и линейно меняющегося сигнала. Источники тока позволяют строить подтяжки с широким диапазоном рабочих напряжений для усилителей и регуляторов. И, наконец, они могут быть полезны и сами по себе, например, в электрофорезе и электрохимии.

2.2.6.A Источник тока из резистора и источника напряжения

Наипростейшее приближение к источнику тока показано на рис. 2.30 . До тех пор, пока \(R_{load} ≪ R\) ( или, иначе, \( V_{load} ≪ V\) ) ток близок к постоянному и почти точно равен \(I ≈ V/R\) .

[* Чем меньше номинал \(R_{load}\) , тем ближе ток к \( V/R\). Именно поэтому источники тока «любят» низкоомную нагрузку и «не любят» высокоомную, см. §1.2.4 ].

Нагрузка не обязана быть резистивной. Конденсатор заряжается с постоянной скоростью пока \( V_{cap} ≪ V\) , т.к. находится на начальном участке экспоненты заряда RC.

В простом резисторном источнике тока есть несколько недостатков. Хорошее приближение к идеалу требует больших напряжений и, следовательно, больших потерь мощности на резисторе. Кроме того, током неудобно управлять , используя внешний сигнал из другой части схемы.



==86

Упражнение 2.9
Если требуется источник тока с точностью 1% в рабочем диапазоне нагрузки 0...+10 V , какова величина напряжения, которое надо подавать на резисторный источник тока?

Упражнение 2.10
Предположим, в предыдущей задаче требуется ток 10 mA . Какая мощность будет рассеиваться на резисторе? Сколько мощности получит нагрузка?

2.2.6.B Источник тока на транзисторе

К счастью, возможно создание очень хорошего источника тока на транзисторе ( рис. 2.31 ). Он работает следующим образом. Если приложить \( V_B\)>0.6 V к базе, чтобы эмиттер всегда находился в проводящем состоянии \( V_E=V_B\)–0.6 V , тогда \(I_E=V_E/R_E=( V_B-0.6 V)/R_E\) .

Но для достаточно больших бета \( I_E ≈ I_C\) , т.е. \[ I_C ≈ ( V_B-0.6 V)/R_E, \qquad \qquad [2.5] \] причём \(I_C\) не зависит от уровня \( V_C\) до тех пор, пока транзистор не в насыщении ( \( V_C ≳ V_E\)+0.2 V ).

2.2.6.C Установка рабочей точки в источнике тока

Потенциал на базу можно подать разными способами. Можно делителем, если он достаточно «жёсткий». Как и раньше, критерий выбора: импеданс должен быть сильно меньше, чем импеданс транзистора со стороны базы ( \(β · R_E\) ) . Можно взять стабилитрон ( или аналогичный по действию двухвыводной опорный источник, например, LM385 ), запитав его от \( V_{CC}\) . Или можно подключить между базой и эмиттером несколько последовательных диодов ¹⁹ . Некоторые примеры показаны на рис. 2.32 . В последней схеме ( рис. 2.32C ) pnp транзистор является источником тока для заземлённой нагрузки. Два других варианта, использующих npn транзисторы, правильнее называть приёмниками тока, но стандартной практикой является отнесение всех их к «источникам» ²⁰ . На первой схеме импеданс делителя ∼1.3 kΩ и он гораздо меньше, чем импеданс со стороны базы ( ∼100 kΩ для \(β\)=100 ), поэтому изменение усиления мало влияет на потенциал базы и выходной ток. В двух других схемах нагрузочный резистор должен обеспечить несколько миллиампер, переводящих стабилитрон и диоды в проводящее состояние.

2.2.6.D Рабочий диапазон

Источник тока обеспечивает его постоянство только в некотором диапазоне напряжений на нагрузке, в противном случае ему требовалось бы бесконечная мощность. Диапазон напряжения, в котором источник функционирует правильно, называется рабочим . Для описанных транзисторных источников рабочий диапазон определяется границами активного режима. В первой схеме граница состояния насыщения, до которой может опуститься коллектор, располагается где-то на уровне +1.1V . Вторая схема с более высоким потенциалом эмиттера будет принимать ток, пока напряжение на коллекторе не снизится до +5.1V .

Во всех случаях потенциал коллектора может находиться в диапазоне между уровнем насыщения и напряжением питания. Например, схема 2.32C может служить источником тока для нагрузки, верхний конец которой находится под напряжением от 0 до +8.6 V . Нагрузка при этом может быть какой угодно и содержать внутри батареи или источники питания, которые выведут потенциал коллектора за уровень питания ( рис. 2.32A,B ) или опустят его ниже уровня земли ( рис. 2.32C ). Все эти варианты допустимы до тех пор, пока не превышено напряжение пробоя перехода коллектор-эмиттер ( т.е. \( V_{CE} < V_{CEO}\) ) или допустимая рассеиваемая мощность ( \(I_C · V_{CE}\) ) . Для мощных транзисторов есть дополнительное ограничение - область безопасной работы ( см. §3.5.1.B , §3.6.4.C и §9.4.2 ).

Упражнение 2.11
В схеме имеются регулируемые источники +15 V и +5V . Разработайте источник тока на npn транзисторе, который принимает 5 mA и использует для смещения базы +5V . Каков рабочий диапазон источника?



==87

Потенциал базы не обязан быть фиксированным. Изменяя \( V_B\) , можно получить источник тока, управляемый напряжением. Размах переменной составляющей сигнала управления \(v_{in}\) ( строчные буквы означают изменение ) должен оставаться достаточно малым, чтобы напряжение на эмиттере никогда не опускалось до 0V , если требуется гладкое отображение входного напряжения на выходной ток. В результате получится источник тока, выход которого меняется пропорционально внешнему сигналу \(i_{out}=v_{in}/R_E\) . Это основа усилителя ( §2.2.7 ).

2.2.6.E Компенсация смещения (II)

Небольшим недостатком полученного источника тока является необходимость смещения напряжения на базе на \( V_{BE}\)≈0.6 V относительно напряжения на эмиттерном резисторе, каковое, собственно, и задаёт выходной ток. Это то же проблема, что встречалась в схеме эмиттерного повторителя. Её можно подлечить, используя уже известный трюк ( §2.2.5.D ), и добиться почти полной компенсации смещения, если это важно.

Рассмотрим схему 2.33 . В ней есть стандартный выходной каскад источника тока на \(Q_2\) . Ток устанавливается напряжение на эмиттерном резисторе \(I_L=V_E/R_2\) , поэтому напряжение на базе должно быть на \( V_{BE}\) выше ( необходимое смещение ), но это именно то, что pnp повторитель делает естественным образом. Вуаля! Напряжение на эмиттере \(Q_2\) стало примерно равно \( V_{in}\) , а выходной ток \(I_L=V_{in}/R_E\) без каких-либо оговорок и смещений.

Следует специально подчеркнуть, что данный вариант компенсации не блещет точностью, потому что в общем случае транзисторы будут работать с разными токами коллектора, а значит, будут иметь разное падение на переходе база-эмиттер ( §2.3 ). Но это только первая попытка, причём такой результат лучше, чем нечего. Опять заметим, что возможности операционных усилителей ( Часть _4 ) позволяют создать источник тока, точно пропорционального входному напряжению, без скверных эффектов \( V_{BE}\) .

2.2.6.F Недостатки источников тока

Показанные источники тока на транзисторах работают хорошо, особенно если сравнивать их с простым резистивным вариантом ( рис. 2.30 ). Если начать разбираться внимательнее, то обнаружится, что на некотором уровне детализации происходит отход от идеала: ток нагрузки меняется ( несильно ) при изменении питающего напряжения. Другими словами, источник тока имеет конечное эквивалентное сопротивление ( \(R_{Th} < ∞\) ) .

Причины этого недостатка, а также некоторые весьма изобретательные методы компенсации будут обсуждаться позднее.

2.2.7 Усилитель с общим эмиттером

Рассмотрим источник ток с резистором в качестве нагрузки ( рис. 2.34 ). Напряжение на коллекторе равно \( V_C=V_{CC}-I_CR_C\) .



==88

Можно подать на базу сигнал через разделяющий конденсатора и заставить потенциал на коллекторе меняться. Разберём пример на рис. 2.35 . Разделяющий конденсатор вместе с делителем, задающим рабочую точку базы ²¹ , образует ФВЧ, поэтому номинал его выбирается так, чтобы фильтр пропускал все интересующие частоты сигнала. \[ C ≥\frac{1}{2πf ( R_1∥R_2 )} \]

Коллекторный ток покоя составляет 1.0 mA и определяется рабочей точкой базы и эмиттерным резистором 1 kΩ . Указанный ток сдвигает потенциал коллектора на +10 V ( +20 V минус 1 mA через 10 kΩ ). Теперь представим, что в напряжение на базе добавлена сигнальная составляющая \(v_B\) . Напряжение на эмиттере повторяет сигнал \(v_E=v_B\) , что в свою очередь приводит к изменению тока эмиттера \(i_E=v_E/R_E=v_B/R_E\) .

И практически такое же изменение тока коллектора ( \(β\) велико ). Таким образом «болтанка» напряжения на базе вызывает аналогичное дрожание потенциала на коллекторе \(v_C=-i_CR_C=-v_B( R_C/R_E\) ) .

Ага! Это же усилитель напряжения , а его коэффициент передачи ( «усиление» ) составляет \[ G=\frac{v_{out}}{v_{in}}=-\frac{R_C}{R_E} \qquad \qquad [2.6] \]

В данном случае усиление составляет –10'000/1000=–10 . Знак «минус» означает, что изменение в положительном направлении на входе ведёт к изменению в отрицательном направлении ( в амплитудой в 10 раз большей ) на выходе. Схема называется усилитель с общим эмиттером с эмиттерной дегенерацией.

2.2.7.A Входной и выходной импеданс усилителя с общим эмиттером

Подсчитать входной и выходной импеданс легко. Входной сигнал видит параллельное соединение \(R_1, R_2\) и входного импеданса транзистора со стороны базы. Последний имеет величину примерно \(β R_E\) или 100 kΩ , поэтому входной импеданс усилителя ( ∼8 kΩ ) определяет \(R_2\) ( 10 kΩ ). Входной разделяющий конденсатор образует фильтр высоких частот с точкой «-3dB» на 200 Hz . Источник сигнала видит последовательное соединение 0.1 μF и 8 kΩ , которые для сигналов из рабочего диапазона ( гораздо выше точки «-3dB» ) превращаются просто в резистор 8 kΩ .

Выходной импеданс эквивалентен параллельному сопротивлению \(R_C\) и импедансу транзистора со стороны коллектора . О чём может идти речь? Здесь стОит вспомнить, что, если убрать коллекторный резистор, то прямо на нас глянет выход источника тока. Импеданс коллектора очень велик ( измеряется в мегомах ), поэтому выходной импеданс усилителя равен \(R_C\) , или 10 kΩ . Будет полезно запомнить, что импеданс со стороны коллектора высок ( как в источнике тока ), а со стороны эмиттера низок ( как в эмиттерном повторителе ). Таким образом, выходной импеданс усилителя с общим эмиттером определяется коллекторным резистором, а в эмиттерном повторителе наоборот - импедансом со стороны эмиттера, а вовсе не резистором в эмиттере.

2.2.8 Расщепитель фазы с единичным усилением

Иногда требуется иметь сигнал и его инверсию, т.е. два сигнала с разницей фаз 180° . Это легко осуществить: достаточно взять усилитель эмиттерной дегенерацией и коэффициентом передачи –1 ( рис. 2.36 ). Напряжение покоя на коллекторе составляет 0.75\( V_{CC}\) , а не обычные 0.5\( V_{CC}\) , чтобы получить максимально симметричные сигналы без ограничения на обоих выходах. Сигнал на коллекторе может меняться от 0.5\( V_{CC}\) до \( V_{CC}\) , а на эмиттере - от 0V до 0.5\( V_{CC}\) .

Отметим, что для поддержания симметрии оба выхода расщепителя фазы должны нагружаться одинаковыми ( или очень большими ) импедансами.



==89

2.2.8.A Фазовращатель

Полезный способ употребления расщепителя фазы показан на рис. 2.37 . Для синусоидального сигнала схема выдаёт на выходе синусоидальный же сигнал с изменяемой от 0° до 180° фазой и постоянной амплитудой. Принцип работы можно понять по диаграмме фазовых векторов напряжения ( §1.7.12 ). Двухфазный входной сигнал представлен единичными векторами на действительной оси ( рис. 2.38 ).

Между векторами \(\mathbf{v_R}\) и \(\mathbf{v_C}\) - прямой угол [* т.к. резистор сохраняет фазу, а конденсатора поворачивает её на 90° ] , а их сумма постоянна и равна вектору двойной длины, лежащему на реальной оси [* это наш входной парафазный сигнал, а мы хотим понять, что будет на выходе получающегося делителя - в точке соединения R и C] . Существует теорема, гласящая, что геометрическим местом точек, на которые попадает вершина всех прямоугольных треугольников, опирающихся гипотенузой на один отрезок [* у нас - входной вектор двойной длины] , есть окружность [* а её диаметр задаёт гипотенуза ] . Поэтому итоговый вектор ( выходное напряжение ) \( V_{out}\) всегда имеет единичную длину, т.е. такую же амплитуду, как и входной сигнал [* одна его фаза ] , а фаза \(Θ\) выходного напряжения может меняться от 0° до 180° ( почти ), относительно фазы на входе, в той же пропорции, в какой \(R\) меняется от почти нуля до значения существенно большего \(X_C\) при заданной частоте. Следует помнить, что сдвиг фаз зависит от частоты входного сигнала и конкретного значения \(R\) . Между прочим, простой RC ФВЧ ( или ФНЧ ) также может использоваться в качестве подстраиваемого фазовращателя, но его выходная амплитуда будет сильно меняться по мере изменения фазы.

В свете сказанного становится важной способность расщепителя фазы работать на нагрузку в виде RC фазовращателя. В идеальном случае нагрузка должна представлять собой импеданс, который гораздо больше, чем коллекторный и эмиттерный резисторы. Такое требование ограничивает возможности использования схемы, если требуется широкий диапазон изменения фазы. Улучшенный вариант схемы будет представлен в Части _4 , где в качестве разделительного буфера используется операционный усилитель [*## не нашёл] , а затем в Части _7 ( §7.1.9.D ), где многокаскадный фазосдвигатель создаёт набор «квадратурных сигналов», расширяющих диапазон сдвига до полных 360° .

2.2.9 Крутизна

В предыдущем параграфе рассматривалось функционирование усилителя с эмиттерной дегенерацией. Делалось это следующим образом.

1. На базу мысленно подавался сигнал, и выяснялось, что на эмиттере наблюдается сигнал такой же амплитуды.
2. Рассчитывалась величина тока эмиттера, к которому, игнорируя вклад тока базы, приравнивался ток коллектора.
3. Исходя из тока коллектора, определялся размах напряжения на нём. Усиление по напряжению считалось как отношение напряжения на коллекторе ( выходное ) к напряжению на базе ( входное ).



==90

Но есть и другой метод анализа таких усилителей. Разделим схему на две части, как это сделано на рис. 2.39 . Первая часть- источник тока, управляемый напряжением с током покоя 1.0 mA и коэффициентом передачи ( отношением выходного сигнала ко входному ) –1 mA/V . В данном случае усиление меряется в амперах на вольт или 1/Ω . Обратная величина от сопротивления называется проводимостью ²² . Усилитель, чей коэффициент передачи выражается в единицах проводимости, называется транскондуктивным . Отношение изменений \(Δ I_{out}/Δ V_{in}\) ( обычно обозначаемое как малые изменения сигнала, т.е. строчными буквами \(i_{out}/v_{in}\) ) называется крутизной \( g_m\) : \[ g_m=\frac{Δ I_{out}}{Δ V_{in}}=\frac{i_{out}}{v_{in}}. \qquad \qquad [2.7] \]

Если рассматривать первую часть схемы как транскондуктивный усилитель или генератор ( усилитель ) тока, управляемый напряжением с проводимостью ( усилением ) \( g_m\)=–1 mA/V ( или 1000 μS , т.е. просто 1/\(R_E\) ) . Вторая часть схемы - нагрузочный резистор - «усилитель», преобразующий ток в напряжение, который можно назвать трансрезистивным преобразователем. Его усиление \( r_m\) измеряется в вольтах на ампер или омах. В данном случае напряжение покоя равно \( V_{CC}\) , а коэффициент передачи 10 V/mA ( 10 kΩ ), т.е. просто номинал \(R_C\) . Соединяя две части вместе, получаем [* «двухкаскадный»] усилитель напряжения с одним общим коэффициентом передачи, равным произведению усилений двух «каскадов». Здесь усиление по напряжению \( G_V=g_mR_C=-R_C/R_E\)=–10 . Это безразмерный коэффициент, эквивалентный отношению изменения напряжения на выходе к изменению напряжения на входе.

Это удобный метод рассмотрения усилителей, потому что позволяет анализировать отдельные секции независимо. Например, можно рассматривать транскондуктивную часть, выводя \( g_m\) для различных схемных комбинаций или даже различных видов компонентов, например, для полевых транзисторов. Затем можно заняться трансрезистивной частью ( или нагрузкой ), рассматривая варианты с разным усилением и размахом выходного напряжения. Если интересно общее усиление \( G_V=g_mr_m\) , где \( r_m\) - трансрезистивный коэффициент нагрузки, то, скажем, активная нагрузка ( источник тока ), имеющий исключительно высокий трансрезистивный коэффициент, позволяет получить однокаскадный усилитель с коэффициентом передачи более 10'000 . Позднее будет рассматриваться каскОд - схемная конфигурация, которую удобно разбирать именно таким способом.

В Части _4 , где говорится об операционных усилителях, будут приведены и другие примеры усилителей с иными сочетаниями токов и напряжений на входах и выходах: усилитель напряжения ( напряжение-напряжение ), усилитель тока ( ток-ток ) и трансрезистивный усилитель ( ток-напряжение ).

2.2.9.A Увеличение усиления и ограничения простой модели транзистора

Простая модель гласит, что коэффициент передачи по напряжению усилителя с эмиттерной дегенерацией равен \(-R_C/R_E\) . Что произойдёт если \(R_E\) уменьшить до нуля? По уравнению усиление должно расти бесконечно, не если провести натурные испытания настоящего транзистора в таком включении, удерживая ток покоя 1 mA , можно обнаружить, что при \(R_E\)=0 , т.е. заземлённом эмиттере, усиление будет в районе 400 . Кроме того, схема становится существенно нелинейной ( выход перестаёт быть точной масштабной копией входа ), уменьшается и также оказывается нелинейным входной импеданс. Установка рабочей точки чрезвычайно затрудняется, и к тому же она начинает зависеть от температуры. Очевидно, имеющееся представление о транзисторе неполно и требует коррекции, учитывающей такое включение и кое-что ещё, о чём ещё будет разговор. Подрихтованная модель, которая будет зваться «транскондуктивной», достаточно точна для остального материала книги и дополнительной коррекции не потребует.

2.2.9.B Ещё раз: «четыре схемы»

Перед погружением в сложные материи, поджидающие впереди, стоит напомнить четыре уже известные схемы включения, а именно: ключ, эмиттерный повторитель, источник тока и усилитель с общим эмиттером. Все они в очень схематичном виде без каких-либо деталей, типа смещения, и даже без указания полярности изображены на рис. 2.40 . Для полноты картины к ним добавлен пятый элемент - усилитель с общей базой , речь о котором пойдёт в §2.4.5.B .



==90