3.2 Линейные схемы на полевых транзисторах (I)



==141

Примечание для читателей . Эта и следующая глава ( §3.3 ) рассказывают в первую очередь о ПТ с p-n переходом, которые хорошо подходят для линейных схем вроде источников тока, повторителей и усилителей. Если требуется малошумящая схема с очень высоким входным импедансом, то это задача для ПТ с p-n переходом, причём, возможно, только для них. Читатель, интересующийся в первую очередь МОП приборами, на одном из которых был сделан ключ в схеме 3.3 , может пропустить главы §3.2 и §3.3   ¹⁷ и перейти сразу к §3.4 на стр. 171 , где разбираются схемы на МОП транзисторах, в основном переключательные: логика и работа мощными потребителями.

3.2.1 Краткий обзор некоторых типичных ПТ с p-n переходом

Табл. 3.1 знакомит с небольшой выборкой характерных n-канальных ПТ с p-n переходом ¹⁸ . Посмотрим, чем они могут быть интересны.

В этой выборке присутствуют только n-канальные приборы - основная используемая полярность. Комплементарные транзисторы иногда попадаются, например, p-канальный 2N5460/61/62 - пары для 2N5457/58/59, см. табл. 3.7 ( стр. 217 ), где есть и другие примеры.

Table 3.1 JFET Mini-tablea (see also jfet Table 3.7)

Part # a> > k_ D o Q Idss (mA) ^GS(off) measured at 1mA Crss ' typ (PF) Ron typ P min (V) max (V) Mgs (V) gm (mS) G b Gmax (V/V) 2N5484 A 1-5 -0.3 -3 -0.73 2.3 180 1 - 2N5485 B 4-10 -0.4 -4 -1.7 2.1 110 1 - 2N5486 C 8-20 -2 -6 -2.4 2.1 50 1 - 2N5457 D 1-5 -0.5 -6 -0.81 2.0 200 1.5 - 2N5458 E 2-9 -1 -7 -2.3 2.3 170 1.5 - 2N5459 F 4-16 -2 -8 -2.8 2.0 100 1.5 - BF862 G 10-25 -0.3 -1.2 -0.40 12 250 1.9 - J309 H 12-30 -1 -4 -1.6 4.2 300 2 50 J310 J 24-60 -2 -6.5 -3.0 4.3 100 2 50 J113 K 2- -0.5 -3 -1.5 5.7 140 3 50 J112 L 5- -1 -5 -3.3 5 100 3 30 PN4393 M 5-30 -0.5 -3 -0.83 6.2 100 3.5 100 PN4392 N 25-75 -2 -5 -2.6 5.4 130 3.5 60 LSK170B P 6-12 -0.2 -2 -0.09 11 160 5 - J110 Q 10- -0.5 -4 -1.2 6.1 220 8 18 J107 R 100- -0.5 -4.5 -2.6 8.2 340 35 8 J105 - 500- -4.5 -10 -8.7 6.4 60 35 3 IF3601 S 30- -0.04 -3 -0.24 27 1400 300 - Notes: (a) sorted by family Crss, and within each family by increasing IDSS. (b) Gma^gm/gos, the maximum grounded-source voltage gain into a current source as drain load; Gmax is proportional to PDS (tabulated values are at MDS=5V), and for most JFETs Gmax is relatively constant over varying /p.



==142

Многие ПТ с p-n переходом собраны по группам из трёх-четырёх моделей, различающихся величинами \(I_{DSS}\) и \(V_{GS(OFF)}\) , которые смягчают неприятную проблему разработки - широкий разброс указанных параметров. Но даже у собранных в группы транзисторов конкретные цифры отличаются в пропорции 5:1 . Отметим, что для ПТ с p-n переходом, предназначенных для переключательных схем ( у них специфицироуется \(R_{ON}\) ), может указываться только минимальное значение \(I_{DSS}\) . Что, например, можно сказать о J110, для которого известен \(I_{DSS}\)=10 mA (min) ? Ответ: почти ничего, т.к. измерения выявляют экземпляры с \(I_{DSS}\)=122 mA !

Во многих задачах (усилители, повторители) нужна высокая крутизна \(g_m\) . Справочные данные на ПТ с p-n переходом указывают \(g_m\) , соответствующую \(I_{DSS}\) , но это не особо удобно, если \(I_{DSS}\) неизвестен. Более того, указанные цифры \(g_m\) при \(I_{DSS}\) подпадают под стандартный разброс примерно 5:1 . В биполярных транзисторах крутизна легко получается расчётом \(g_m=\)1/\(r_e=I_C/V_T\) , где \(V_T=kT/q\)≈25.3 mV . В ПТ цифры у разных типов легко могут различаться на порядок, даже при одном токе стока. В табл. 3.1 ( стр. 141 ) приведены значения \(g_m\) , измеренные при 1 mA ¹⁹ . При таком токе крутизна полевых транзисторов сильно ниже, чем у биполярных ( \(g_m\)=40 mS при том же 1 mA ), но сравнима с ними при очень низких токах ( в подпороговой области ). Данное положение проявляется в виде различного наклона графиков зависимости экспериментальных данных \(I_D\) от \(V_{GS}\) на рис. 3.19 .

Колонка с именем Gmax сообщает коэффициент передачи по напряжению для усилителя с заземлённым истоком и нагрузкой в виде источника тока. В таком включении действующее сопротивление нагрузки связано с параметром \(g_{os}\) - выходной проводимости, видимой со стороны стока при постоянном напряжении на затворе ( это аналог эффекта Эрли в биполярных транзисторах, см. Часть X3 ). И эта характеристика тоже сильно гуляет у разных моделей ПТ.

Параметр, имеющий большое значение при усилении слабых сигналов, - приведённое ко входу шумовое напряжение. В таблице его нет, а подробное рассмотрение вопроса отложено до Части _8 . Выдающимися данными ( удивительным шумом \(e_n\)= 0.3 nV/\(\sqrt{Hz}\) ) обладает IF3601, но, выбирая его, вы заключаете сделку с дьяволом: затвор имеет ёмкость порядка 300 pF ²⁰ .

Разговор об обитателях вольера с полевыми транзисторами можно продолжать и дальше, что будет видно по табл. 3.7 ( стр. 217 ). В Части _8   рассматривается вопрос шума в приложении к ПТ с p-n переходом ( §8.6 и §8.6.5 ) с перечислением имеющихся моделей ( табл. 8.2 на стр. 516 ).

3.2.2 Источники тока на ПТ с p-n переходом

Основным местом использования источников тока на ПТ служат интегральные схемы ( операционные усилители ), но иногда можно увидеть схему на дискретных элементах. Самый простой источник тока показан на рис. 3.20 . Здесь удобен именно ПТ с p-n переходом, т.к. ему не требуется дополнительный источник смещения затвора - это прибор со встроенным каналом ( обеднённый ) [* т.е. надо прилагать усилия, чтобы ВЫКЛЮЧИТЬ ток через него ], который позволяет обойтись имеющимися на выводах потенциалами. По графику на рис. 3.21 видно, что ток ПТ практически постоянен, если \(V_{DS}\) превышает пару вольт, но разброс \(I_{DSS}\) делает величину тока непредсказуемой. Например, для типичного n-канального MMBF5484 указан \(I_{DSS}\)=1...5 mA . Но даже в этом случае схема продолжает привлекать своей простотой. Если этого достаточно, то можно глянуть в сторону «токозадающих диодов», которые являются не чем иным, как ПТ с замкнутыми на исток затворами, сгруппированными по величине тока. Это токовые аналоги стабилитронов ( диодов Зенера ). Вот параметры серий 1N5283-1N5314 ²¹ .



==143

Characteristic Value Currents available 0.22-4.7 mA Tolerance ±10% Temperature coefficient u o T"t O -H Voltage range 1-2.5 V min, 100 V max Current regulation 5% typical Impedance 1M typ (for 1 mA device)

Для 1N5294, нормированного на 0.75 mA , была измерена зависимость \(I\) от \(V\) . Измерения велись в импульсном режиме ( 1 ms на интервале 100 ms ), чтобы не допустить нагрева. Рис. 3.22 показывает хорошую стабильность тока вплоть до напряжения пробоя ( ∼145V для данного экземпляра ). Показан и незначительный эффект от разогрева ( менее 0.4 mW ) на постоянном токе, вызванный отрицательным температурным коэффициентом тока стока. Рис. 3.22B показывает, что диод начинает выдавать полный ток, когда падение на нём достигает 1.5V . В §7.1.3.E рассказывается, как построить на этом приборе генератор треугольного сигнала. Источники тока рассматриваются в §4.2.5 и §9.3.14 .

3.2.2.A Источник тока с автоматическим смещением



==144

На рис. 3.23 показан вариант предыдущей схемы, позволяющий получить регулируемый источник тока. Резистор автоматического смещения \(R\) чуть призакрывает транзистор за счёт падения \(I_D·R\) , приложенного к затвору и сдвигающего его в сторону напряжения отсечки . Номинал резистора можно оценить по кривым тока стока конкретного транзистора. Схема позволяет задавать ток (который должен быть меньше \(I_{DSS}\) ) и делает его более прогнозируемым. К тому же такое включение позволяет получить более стабильный ток, т.е. более высокий импеданс источника, потому что резистор формирует «обратную связь по току» ( см. §4.2.5.A ). Пример её действия есть в ##§X3.4.3, где можно сравнить графики зависимости тока стока от напряжения сток-исток с резистором и без него. Следует помнить, что график зависимости \(I_D\) при некотором \(V_{GS}\) для какого-то конкретного экземпляра транзистора может существенно отличаться от приведённых кривых из-за производственного разброса. Данное положение иллюстрирует рис. 3.25 на стр. 144 и рис. 3.41 на стр. 156 , отражающие реальные данные по случайно выбранным образцам. Возможно, глядя на них, захочется поставить в исток потенциометр, чтобы получить в итоге нужный ток.

Упражнение 3.1
Воспользовавшись данными с рис. 3.21 , постройте на 2N5484 источник тока на 1 mA . А теперь прикиньте его параметры, учитывая, что спецификация сообщает об \(I_{DSS}\)=1 mA (min) и 5 mA (max).

3.2.2.B Пример: эмиттерный повторитель с подтяжкой в виде источника тока

Давайте рассмотрим пример, чтобы разобраться с неопределённостью тока при нулевом смещении ( \(I_{DSS}\) ) или, что то же самое, сложностью предсказания смещения затвор-исток, нужного для получения требуемого тока.

На рис. 3.24 показан npn эмиттерный повторитель, с раздельным питанием ±12 V и токовой нагрузкой в виде ПТ с p-n переходом, который подтягивает эмиттер к отрицательной шине. По условиям схема должна выдавать сигнал с размахом ±10 V в нагрузку 2 kΩ , т.е. выдавать в нагрузку ток ±5 mA . Возможно, в первый момент приходит мысль об обычном резисторе \(R_E\) на –12 V , но требования к выходному сигналу усложняют ситуацию. Придётся использовать номинал менее 400 Ω ( можно взять стандартное 1-процентное значение 365 Ω ), чтобы получить полный размах в отрицательной области, но столь малое значение вызовет достаточно высокий ток 33 mA в состоянии покоя, т.е. при 0V на выходе. Общая рассеиваемая \(Q_1\) и \(R_E\) мощность составит примерно 400 mW . Грустно сравнивать такую цифру с 5 mA пикового тока в нагрузке ( см. обсуждение в §2.4.1 ). Ещё хуже то, что резисторная подтяжка сильно портит линейность т.к. изменение тока коллектора вызовет колебание величины внутреннего сопротивления эмиттера \(r_e\) [* см. §2.3.3 ] . В данном случае 65 mA на положительном пике и 0.5 mA на отрицательном равносильно изменению \(r_e\) с 0.4 Ω до 50 Ω , а общее сопротивление внешней нагрузки на эмиттере при этом всего-то около 300 Ω . Наконец, небольшой, если сравнивать с сопротивлением нагрузки, резистор в эмиттере пагубно сказывается на входном импедансе схемы, снижая его в 6 раз.

Исходя из изложенного, стоит двигаться в сторону активной нагрузки. Проще всего взять ПТ с минимальным \(I_{DSS}\) не меньшим чем требуемые 5.5 mA . Под такие условия подходит только 2N5486. Он входит в группу 2N5484/85/86, закрывающую токи 8 mA ≤ \(I_{DSS}\) ≤ 20 mA , см. табл. 3.1 на стр. 141 . Но указанные величины выше, чем нужно, а экземпляр с \(I_{DSS}\)=20 mA будет рассеивать слишком большую мощность - в худшем случае 440 mW . В отсутствие нагрузки греться будет или полевой транзистор на положительных пиках сигнала, или биполярный на отрицательных. 440 mW слишком много для транзистора в корпусе SOT-23 или TO-92 без теплоотвода.

Резистор в истоке позволит подстраивать ток стока ПТ. Заложимся на 5.5 mA , зарезервировав 0.5 mA на полном отрицательном уровне. Минимальный \(I_{DSS}\)= 8 mA у 2N5486 гарантируют, что источник выдаст нужные 5.5 mA . Осталось выбрать номинал резистора \(R_S\) в истоке.

Проблема в том, что график зависимости \(I_D\) от \(V_{GS}\) ( «функция передачи» ) не показывает возможный разброс. Если цифры вообще приводятся, то показывают параметры типичного транзистора для пары-тройки выбранных значений \(I_{DSS}\) в допустимых границах. А иногда всё, что имеется - это граничные значения для \(I_{DSS}\) и \(V_{GS(OFF)}\) ²² . Правда, транзистор можно обмерять, чтобы познакомиться с его возможностями поближе. Результаты таких измерений приведены на рис. 3.25 , где показана зависимость \(I_D\) от \(V_{GS}\) для семи экземпляров 2N5486 разных производителей и из разных партий ²³ . Предположим, что имеется полный диапазон возможных значений ( это не совсем так, потому что самое низкое значение \(I_{DSS}\) составляет 9.2 mA ). Проведём нагрузочную линию, проследив, чтобы она пересекала самую низкую кривую на уровне \(I_D\)=5.5 mA [* см. Приложение _F ] . Наклон даёт нам \(R_S\)=140Ω ( пунктирная линия ), для которого диапазон токов составляет 5.7–9.5 mA .



==145

Схема рабочая, что является несомненным плюсом, но диапазон токов 2:1 ( следует учитывать реальный разброс параметров, который шире, чем у семи промеренных образцов ). Но даже для ПТ возле верхней границы ( т.е. \(I_{SINK}\)≈10 mA ) рассеиваемая мощность ограничена 220 mW ( на положительном пике ). Это плюс, потому что цифра вполне укладывается в допустимые рамки для TO-92 ( 350 mW при температуре среды 25°C ).

3.2.2.C Источники тока для усилителей на ПТ

Возвратимся чуть назад и разберёмся, так ли уж хорош источник тока на ПТ с разбросом номинала 2:1 ? Да, он работает, но схема на биполярном транзисторе ( пять вариантов на рис. 3.26 ) гораздо точнее. Компонентов в них больше, но и ток имеет требуемую величину. Если и впрямь требуется минимизация числа компонентов, можно отобрать ПТ по \(I_{DSS}\) и выкинуть резистор автоматического смещения, т.е. получить схему 3.24 с \(R_S\)=0 . Спецификация 2N5485 указывает для \(I_{DSS}\) цифры 4...10 mA , но можно подобрать транзисторы для 5.5–8.0 mA ²⁴ .

Пример показывает обратную сторону низкой точности цифр тока стока ( и соответствующих напряжений на затворе ) полевых транзисторов. Она уравновешивает привлекательность этих приборов в качестве источника тока. Зато ПТ хороши, когда нужен усилитель с высоким входным импедансом и низким шумом. Разброс цифр по-прежнему усложняет разработку, но результат всё равно вполне приемлем. Примеры будут показаны совсем скоро.

3.2.2.D Недостатки источника тока на ПТ

Даже с использованием резистора автоматического смещения источник тока на ПТ имеет зависимость выходного тока от напряжения на выходе, т.е. имеет конечный выходной импеданс, который ниже желаемого \(Z_{out}=∞\) ²⁵ . Скажем, по данным измерения на рис. 3.21 видно, что при изменении напряжения от 5 до 20 V ток 2N5485 с замкнутым на исток затвором ( т.е. \(I_{DSS}\) ) меняется на 5% . При использовании резистора колебания уменьшатся до 2% . Изящным решением будет использование каскодного ПТ, снижающего изменение напряжения на токозадающем транзисторе. Приём подходит для источников тока на полевых ( рис. 3.27 ) и биполярных ( ##§X2.3 ) транзисторах. Принцип, как и в биполярных транзисторах, - стабилизировать напряжение сток-исток \(Q_1\) в источнике тока. \(Q_2\) - полевой транзистор с большей величиной \(I_{DSS}\) , включённый последовательно с токозадающим. Он пропускает через себя весь ток нагрузки, удерживая постоянный потенциал на стоке \(Q_1\) , в качестве которого выступает напряжение затвор-исток каскодного \(Q_2\) . [* \(Q_2\) - нормально открытый прибор, поэтому рабочий ток последовательного соединения двух транзисторов ограничен меньшим значением - током \(Q_1\) . Этому току однозначно соответствует некоторое напряжение \(V_{GS2}\) , каковое, собственно, и задаёт рабочий потенциал на стоке \(Q_1\) , вы ведь помните, что потенциал истока у n-канального ПТ с p-n переходом в полузакрытом состоянии выше, чем потенциал затвора ? ] . Т.е. \(Q_2\) экранирует \(Q_1\) от изменения напряжения на выходе. Нет изменений напряжения - нет изменений тока. Токовое зеркало Уилсона ( рис. 2.61 и 3.26D ) работает по тому же принципу.



==146

Это схема каскода на ПТ, которая обычно используется для обхода эффекта Миллера ( §2.4.5 ). Каскод на полевых транзисторах проще, чем на биполярных, потому что ему не нужен потенциал смещения для затвора экранирующего ПТ. Затвор можно просто подсоединить к истоку нижнего транзистора ( сравните с рис. 2.84 ). Напряжение затвор-исток экранирующего \(Q_2\) , которое формируется под действием рабочего тока ( задан в \(Q_1\) с помощью резистора \(R_S\) ), определяет потенциал сток-исток \(Q_1\) . Иначе говоря, \(V_{DS1}=–V_{GS2}\) . Ещё один плюс: схема является 2-выводным источником тока.

Важно понимать, что хороший источник тока на биполярном транзисторе будет иметь гораздо большую предсказуемость и стабильность, чем схема на ПТ. Ещё лучше источники тока на операционных усилителях ( Часть _4 ). Например, схема на ПТ будет меняться на 5% в типичном диапазоне колебаний напряжения на нагрузке и температуры, даже если настроить его на нужный ток триммером, а схема на транзисторе + ОУ в тех же условиях покажет изменение 0.5% и не потребует для этого каких-то специальных действий.



==146