3.2 Линейные схемы на полевых транзисторах (III)



==156

3.2.6 Истоковые повторители

Низкая крутизна полевых транзисторов часто делает более выгодным использование их в качестве «истоковых повторителей» ( по аналогии с «эмиттерными повторителями» ) - буферов на входе обычных биполярных усилителей, вместо попытки построения на ПТ всего усилительного каскада. Буфер даёт высокий входной импеданс и нулевой ток на постоянном сигнале, а высокая крутизна биполярного каскада позволяет получить большое усиление. Кроме того, дискретные ПТ ( т.е. не являющиеся составной частью ИМС ) имеют бОльшую межэлектродную ёмкость, чем биполярные, т.е. сильнее страдают от эффекта Миллера ( §2.4.5.B ), мешающего работе усилителей с общим истоком. А в схеме с истоковым повторителем, как и в эмиттерном варианте, эффект Миллера отсутствует.

Повторители на ПТ часто используются во входных каскадах осциллографов и прочих измерительных приборов. Есть много мест, где источник изначально имеет высокое сопротивление, например, конденсаторные микрофоны, pH-метры, счётчики частиц, микроэлектроды в биологии и медицине. Во всех подобных случаях полевые транзисторы ( как дискретные, так и интегральные ) во входном каскаде - хорошее решение. Бывают ситуации, когда промежуточный каскад не должен потреблять ток. Типичные примеры - схема «выборки-хранения» и «пиковый детектор», в которых потенциал на конденсаторе хранения будет проседать , если следующий каскад потребляет заметный ток. Во всех перечисленных ситуациях пренебрежимо малый ток ПТ с лихвой компенсирует низкую крутизну, превращая истоковый повторитель ( или даже усилитель с общим истоком ) в привлекательную альтернативу биполярным схемам.

Простейший истоковый повторитель показан на рис. 3.40 . В идеальном случае он должен воспроизводить точную копию входного сигнала, не потребляя тока по входу. Рассчитаем её параметры: рабочую точку в состоянии покоя, точное значение усиления, выходной импеданс и сдвиг напряжения от входа к выходу.

3.2.6.A Рабочая точка в состоянии покоя

Анализ истокового повторителя сложнее, чем его биполярного аналога, где напряжение на эмиттере просто следует за напряжением на базе с относительно постоянным ( и поддающимся расчёту ) смещением \(V_{BE}\) ≈ 0.6V . Происходит это из-за гораздо более мягкой ( и менее предсказуемой ) передаточной характеристики ( \(I_D\) от \(V_{GS}\) ). Та же проблема возникала в источнике тока на ПТ ( §3.2.2 ) и усилителе ( §3.2.3 ).

Здесь можно использовать тот же итеративный подход, выясняя напряжение на истоке \(V_S\) в состоянии покоя ( а значит, и \(V_{GS}=-V_S\) ) , которое вызывает появление тока истока \(I_S\) ( а значит, и \(I_D\) точно такой же величины ). Делать это можно, интерполируя график с рис. 3.21A ( семейство кривых тока \(I_D\) в зависимость от \(V_{DS}\) для некоторого набора \(V_{GS}\) ) или смещая вверх-вниз график передаточной функции ( зависимость \(I_D\) от \(V_{GS}\) для фиксированного \(V_{DS}\), см. рис. 3.41 ) , пока не будет найдена точка, в которой \(I_DR_L=–V_{GS}\) .

Решение удобно находить графическим методом, активно использовавшимся во времена электронных ламп - методом «нагрузочных линий». С его помощью рабочая точка находится сразу [* см. также Приложение _F ] .

3.2.6.B Метод нагрузочных линий

Чтобы найти рабочую точку истокового повторителя 3.40 , достаточно обратить внимание, как выглядит на вольтамперная характеристика нагрузочного резистора \(R_L\) , наложенная на график \(V_{GS}\)–\(I_S\) транзистора. Имеем уравнение \(I_SR_L=-V_{GS}\) . Его решение можно начертить поверх графика передаточной функции ( рис. 3.41 ) в виде обычной прямой линии с наклоном –1/\(R_L\) [* из точки 0V:0 mA в точку \(-V_{GS}:I_S\) ] . Отметим, что идёт она с «обратным наклоном» [* опускается слева-сверху вправо-вниз ] , потому что \(V_S=–V_{GS}\) . Рабочая точка схемы принадлежит одновременно и прямой [* ВАХ резистора ] и графику передаточной функции ПТ, т.е. находится в точке их пересечения. В примере для \(R_L\)=1 kΩ рабочая точка лежит на уровне \(V_S\)=+1.6V , при котором \(I_D\)=1.6 mA ( по самому нижнему графику для 2N5458 ).

[* Авторы постоянно используют величину 1/\(R\) , вероятно, потому что она имеет ту же размерность, что и крутизна. В прямоугольных координатах V-I графики \(R\) и 1/\(R\) будут выглядеть совершенно одинаково, т.е. в обоих случаях выражаются прямыми, проходящими через начало координат. Конкретное название определяется только желанием: если ток зависит от напряжения, то \(R\) , если напряжение от тока, то 1/\(R\) ].



==157

Хотелось бы предостеречь от активного использования этого метода. Обратите внимание, характеристические кривые полевых транзисторов имеют большой разброс. Для показанного на рис. 3.41 2N5458 спецификация допускает для \(I_{DSS}\) диапазон 2...9 mA ( и –1...–7V для напряжения отсечки \(V_{GS(OFF)}\) ). Среди транзисторов экстремальные экземпляры встречаются нечасто, а в каждой конкретной партии обычно наблюдается хорошая повторяемость. Скажем, исследование группы из 10 шт. 2N5458 ( рис. 3.41 ) дало разброс рабочей точки от 1.52 до 1.74 V .

3.2.6.C Выходная амплитуда и усиление по напряжению

Выходную амплитуду можно найти так же, как это делалось в эмиттерном повторителе ( §2.3.3 ) через крутизну. Имеем: \(i_G\) пренебрежимо мал, \(v_S=R_Li_D\) , а \(i_D = g_mv_{GS} = g_m(v_G - v_S)\) . Получаем: \[ v_S=\Big[\frac{R_L·g_m}{1+R_L·g_m}\Big]v_G \quad \qquad \qquad \qquad   \]

Отсюда усиление \[ G =\cfrac{1}{1+\cfrac{1}{R_L·g_m}} \quad \qquad \qquad \qquad [3.7] \]

Для \(R_L\)≫ 1/\(g_m\) можно получить хороший повторитель ( \(v_S≈v_G\) ) с усилением, приближающимся к единице, но всё же всегда меньшим неё. Для предложенного примера цифры далеки от теоретического предела. Измеренная крутизна равна \(g_m\)=1.9 mS , т.е. на нагрузке \(R_L\)=1 kΩ усиление по напряжению составило \(G_V\)=0.66 , что совсем не похоже на идеал. Более того, изменение крутизны вместе с амплитудой сигнала ведёт к нежелательной нелинейности. Возможным решением проблемы будет использование ПТ с большой крутизной или, что лучше, с «улучшителем крутизны» на биполярном транзисторе ( рис. 3.29F и ##§X3.2 ). Но, если внешняя нагрузка велика, красивым выходом будет использование активной подтяжки в виде источника тока ( см. §3.2.6.F ).

3.2.6.D Входной импеданс

Надежда на то, что истоковый повторитель на ПТ имеет бесконечный входной импеданс, по большей части оправдана, но некоторый ток утечки затвора ( см. §3.2.8 ) и входная ёмкость (см. табл. 3.7 на стр. 217 ) всё же имеются. Утечка затвора может превратиться в проблему при напряжениях сток-затвор, превышающих 5V ( рис. 3.49 ), поэтому надо внимательно читать справочные данные и при необходимости ограничивать \(V_{DG}\) каскодом.

АЧХ повторителя ограничивается входной ёмкостью и сопротивлением источника сигнала \(f_{3dB}=1/(2πC_{in})\) , где \(C_{in}=C_{ISS}+C_{RSS}+C_{STRAY}\) . Ёмкость затвор-исток \(C_{ISS}\) обычно в 2...5 раз больше чем ёмкость затвор-исток \(C_{RSS}\) , но, к счастью, успешно давится до \((1-G_V)C_{ISS}\) за счёт естественной вольтодобавки самого повторителя. [* Напряжение на истоке для идеального повторителя с \(G_V\)=1.0 повторяет напряжение на затворе, т.е. переменная составляющая на \(C_{ISS}\) не воздействует, а нет сигнала - нет и влияния ёмкости ] . Если следовать советам, которые даются ниже, и удерживать \(G_V\) возле значения 1.0 , единственным параметром ПТ, влияющим на рабочую полосу останется \(C_{RSS}\) . Применяя вольтодобавку в стоке можно снизить \(C_{RSS}\) где-то в 5 раз. В результате «последним действующим лицом» драмы остаётся распределённая паразитная ёмкость \(C_{STRAY}\) . Но и её можно понизить, экранируя «охранными потенциалами» входные соединения ( т.е. используя выход повторителя для задания потенциала на экране сигнального кабеля, см. §5.15.3.D   [* и §8.16.3.E ] ).

3.2.6.E Выходной импеданс

Приведённые выше соотношения для \(v_S\) - это именно то, что следует ожидать от повторителя с выходным импедансом 1/\(g_m\) ( можете повторить вычисления, предполагая, что напряжение на истоке прикладывается к последовательному соединению 1/\(g_m\) и сопротивлению нагрузки \(R_L\) ). Ситуация в точности повторяет эмиттерный повторитель, где выходной импеданс равен \(r_e\)=25 mV/\(I_C\) или 1/\(g_m\) . Легко показать, что и истоковый повторитель имеет выходной импеданс 1/\(g_m\) , вычислив ток истока для сигнала, который подаётся на выход схемы с заземлённым затвором ( рис. 3.42 ). Ток стока равен \(i_D=g_mv_{GS}=g_mv\) , следовательно, \[ r_{out}=v/i_D=1/g_m \quad \qquad \qquad [3.8] \]

Обычно речь идёт о нескольких сотнях ом при токе величиной несколько миллиампер ⁴⁷ .



==158

Повторители на ПТ не так эффективны [* не такие «жёсткие» и «проседают» под нагрузкой ] , как биполярные варианты, исключая область очень низких токов в подпороговой области, где крутизна некоторых полевых транзисторов приближается к цифрам биполярных приборов при том же токе, см. рис. 3.54 на стр. 168 .

В этом примере с \(g_m\)=1.9 mS импеданс ПТ со стороны истока \(r_{out}\)=525 Ω . Оно включено параллельно с резистором нагрузки 1 kΩ в истоке [* для лежащих далее по ходу сигнала цепей, см. эквивалентную схему делителя напряжения §1.2.5 ] и образует выходной импеданс схемы величиной 345 Ω , что несколько выше, чем \(r_e\)=16 Ω биполярного транзистора при 1.6 mA в аналогичном включении.

В предложенном примере можно подсчитать усиление по напряжению и выходной импеданс только приблизительно, потому что основную сложность представляет выяснение зависимости \(I_D\) от \(V_{GS}\) . Здесь стоит подчеркнуть, что данные производителя в этом вопросе помочь не могут: для 2N5458 графиков нет, только для 2N5457 с меньшим рабочим током. Для 2N5458 указывается лишь \(g_m\) при токе \(I_{DSS}\) , причём диапазон значений крутизны составляет от 1.5 до 5.5 mS . Ни по этим цифрам, ни по \(I_{DSS}\) и \(V_{GS(OFF)}\) вычислить рабочую крутизну нельзя, потому что невозможно сколь-нибудь точно определить рабочую точку для конкретного номинала резистора в истоке. Правильнее будет подстроить \(R_S\) до получения, скажем, \(I_D\)=1.6 mA , а затем воспользоваться тем фактом, что \(g_m∝\sqrt{I_D}\) . При заданных границах \(I_{DSS}\) и \(g_m\) ( при указанном \(I_{DSS}\) ) рабочая величина \(g_m\) гарантированно попадает в зону 0.6–4.9 mS ⁴⁸ . Измеренное значение \(g_m\) попало практически на среднее геометрическое от границ.

У схемы есть два недостатка.

1. Если выходной импеданс велик, сигнал на выходе будет существенно меньше входного даже для высокоомной нагрузки, потому что сам \(R_L\) в паре с импедансом истока формирует делитель. Более того, коли ток стока меняется вместе с напряжением сигнала, то и \(g_m\) вместе с выходным импедансом также будут меняться, внося в выходной сигнал искажения ( нелинейность ). Увеличение крутизны ПТ улучшает ситуацию, но комбинация из полевого и биполярного транзисторов ( «улучшитель крутизны» ) работает лучше ( см. рис. 3.29F ).
2. Из-за того, что \(V_{GS}\) , требуемое для задания рабочего тока имеет низкую производственную точность, истоковый повторитель будет иметь непредсказуемое постоянное смещение, что является серьёзным недостатком для схем, имеющих связь по постоянному току.

( Ещё одной проблемой является некоторая зависимость тока стока от напряжения сток-исток. Данное явление можно было бы назвать «эффект \(g_{os}\)». Оно же не позволяет достичь идеального усиления G=1 . Тема развивается в §3.3.2 и Части X3 в главе «Полоса истокового повторителя с ёмкостной нагрузкой». )

Здесь удобное место, где можно осмотреться и осознать простую мысль: многие из схем данной части проще реализуются и лучше работают, если питаются от источника со средней точкой. Но часто отрицательное питание недоступно, и, следуя в русле разработки с учётом реальных ограничений ( что, к тому же, полезнее с методической точки зрения ), придётся бороться с дополнительными сложностями, привносимыми однополярным питанием. Но, если отрицательный источник имеется, им, конечно, надо пользоваться!

3.2.6.F Активная нагрузка

С помощью нескольких дополнительных элементов параметры истокового повторителя можно радикально улучшить. Разработка будет идти поэтапно ( рис. 3.43 ).

Во-первых, заменим нагрузочный резистор ( \(R_S\) на рис. 3.43A ) источником тока ( рис. 3.43B ). Как и ранее, источник тока можно рассматривать как \(R_S\) с бесконечным сопротивлением. Источник тока стабилизирует \(V_{GS}\) , снижая нелинейность. Есть изящный приём ( рис. 3.43B’ ), который реализует эту идею на биполярном транзисторе, выполняющем двойную работу: он обеспечивает низкий выходной импеданс и одновременно задаёт ток \(V_{BE}/R_B\) .

Схема по-прежнему имеет непредсказуемое ( и ненулевое ) смещение между входом и выходом - напряжение \(V_{GS}\) ( или \(V_{GS}+V_{BE}\) для схемы 3.43B’ ). Можно, конечно, подстроить источник тока под \(I_{DSS}\) конкретного ПТ в первой схеме или \(R_B\) во второй. Решение плохое по двум причинам:

1. требуется индивидуальная подстройка каждого транзистора, и
2. даже при этом \(I_D\) может меняться в два раза для заданного \(V_{GS}\) в нормальном рабочем диапазоне температур.



==159

Есть решение лучше: надо взять согласованную пару ПТ, позволяющую получить нулевое смещение ( рис. 3.43C ). \(Q_1\) и \(Q_2\) - согласованная однокристальная пара, например, LSK389 ( см. табл. 3.7 на стр. 217 ). \(Q_2\) является источником тока величиной \(I_{DSS}\) , т.е. его напряжение \(V_{GS}\)=0 . Но транзисторы согласованы, значит [* при токе \(I_{DSS}\) ] напряжение \(V_{GS}\) у обоих будет нулевым. Вуаля! \(Q_1\) - повторитель с нулевым смещением от входа к выходу. \(Q_1\) и \(Q_2\) - однокристальные, т.е. живут при одной температуре, и нулевой смещение будет сохраняться при любой температуре.

В схему 3.43C часто добавляют истоковые резисторы ( рис. 3.43D ). Такая модификация увеличивает предсказуемость \(I_D\) и позволяет использовать рабочий ток, меньший \(I_{DSS}\) , причём истоковая дегенерация улучшает линейность. Если немного подумать, становится понятно, что одинаковые номиналы резисторов при согласованных \(Q_1\) и \(Q_2\) позволяют сохранить состояние \(V_{in}=V_{out}\) . Вариант 3.43G позволяет подстроить остаточную ( уже достаточно малую ) разницу между транзисторами. Для LSK389 указывается разница для наихудшего случая \(ΔV_{GS}\)=20 mV при токе 1 mA ⁴⁹ .

Схема 3.43E добавляет на выход эмиттерный повторитель \(Q_3\) с подтяжкой в виде источника тока \(Q_5\) , а \(Q_4\) компенсирует падение \(V_{BE}\) , чтобы удержать разницу вход-выход около нуля.



==160

В схемах 3.43A - 3.43D есть один общий недостаток: напряжение сток-исток меняется вместе с сигналом на входе, что тянет за собой несколько неприятных последствий. Вообразим, например, что схема 3.43C подключена к источнику ±10 V , а входной сигнал меняется от –5 до +5V . На положительном пике сигнала \(Q_1\) имеет напряжение сток-исток менее 5V , а у \(Q_2\) в то же время оно превышает 15 V . Ток стока ПТ при фиксированном \(V_{GS}\) немного меняется вместе с напряжением сток-исток ( см. §3.3.2 и ##§X3.4 ). Первым следствием будет отклонение от точного единичного коэффициента передачи и ( что ещё хуже ) появление нелинейности в пути передачи. А при напряжениях сток-исток, превышающих 5V ( см. рис. 3.49 на стр. 164 ), появится второе следствие - катастрофический рост тока затвора, т.е. серьёзное снижение входного импеданса.

Отличным решением этой (и других) проблемы является каскодное включение 3.43H . В схему добавлены \(Q_6\) и \(Q_7\) , которые не требуется согласовывать с остальными, но их \(V_{GS}\) должно быть больше, чем минимальное требуемое напряжение сток-исток транзисторов \(Q_1\) и \(Q_2\) . Каскодные транзисторы фиксируют напряжение сток-исток \(Q_1\) и \(Q_2\) на уровне собственного \(V_{GS}\) , которое соответствует рабочему току их стоков. Таким образом, \(Q_1\) и \(Q_2\) функционируют при постоянном низком \(V_{DS}\) , а все издержки от изменения сигнала на входе берут на себя каскодные транзисторы, закрывая обе проблемы, отмеченные выше. Результаты прямо таки драматические, что будет показано в учебном примере ниже.

Ещё одним улучшение повторителя на ПТ будет добавление «улучшителя крутизны» на npn транзисторе ( см. рис. 3.29F , где такой приём сильно повышает крутизну изначально посредственного усилительного каскада ). Приём особенно полезен, если повторитель работает на низкий импеданс. Тема продолжается в ##§X3.2.

ПТ могут выдержать большой прямой ток через p-n переход затвора, но легко повреждаются обратным пробоем. Если такая опасность существует, будет разумно добавить в затвор предохранительную цепь, как на рис. 3.43F . Последовательный резистор \(R_{prot}\) ограничивает ток через защитный диод \(D\) ( здесь нужна модель с малыми утечками, например, 1N3595 ). Можно использовать переход база-коллектор биполярного транзистора или диод затвор-канал ПТ, см. графики утечек диодов в обратном включении в ##§X1.7. Здесь есть столкновение интересов: большой \(R_{prot}\) хорошо ограничивает ток, но вносит большой тепловой шум - серьёзная проблема для малошумящих схем. Проблему легко решает обеднённый МОП транзистор [* со встроенным каналом ], см. §5.15.4 .

Отметим, что ПТ с p-n переходом во всех этих схемах могут быть заменены обеднёнными МОП транзисторами, которые выпускаются под напряжения, превышающие 1000 V . Для МОП вариантов схемы требуется защита затвора от напряжений, превышающих ±20 V .

Дальнейшее улучшение схемы возможно в направлении подачи выходного сигнала на внутренний экран входного кабеля, которое устраняет деструктивный эффект от сочетания ёмкости подводящего кабеля и высокого импеданса источника сигнала. [*]

[*]
[* Выходной сигнал следует за входным, т.е. на выходе - тот же сигнал, что и на входе, только от низкоимпедансного источника. Если подать его на экран входного кабеля, то у ёмкости кабеля на обеих обкладках ( центральная жила и экран ) будут одинаково меняющиеся потенциалы, значит, не будет изменения напряжения на ёмкости кабеля. А если нет изменения напряжения на обкладках - нет изменения заряда и влияния ёмкости на слабый сигнал от датчика, см. §8.16.3.E и §5.15.3.D ] .

3.2.6.G Учебный пример: повторитель на ПТ с малыми искажениями

Чтобы в цифрах оценить улучшения, приносимые источником тока в истоке и каскодом, было собрано три повторителя ( рис. 3.44 ) на LSK389 каждый. Схемы соответствуют вариантам 3.43A , 3.43D и 3.43H . Чтобы всё было по-настоящему, проверка проводилась чистым синусоидальным сигналом 1 kHz ⁵⁰ с амплитудой, опасно близкой к уровню питания.

Схема с подтягивающим резистором ( рис. 3.44A ) показала ожидаемое смещение ( порядка 0.25 V в рабочей точке ) и уровень искажений порядка от 0.02% ( 1Vrms ) до 0.14% ( 5Vrms ). Не самые плохие цифры, особенно если учесть, что в схеме нет обратной связи. Результат оказался лучше ожидаемого. Практически все искажения вызваны уровнем 2-ой гармоники ( т.е. на 2\(f_{in}\) )

Добавление согласованного транзистора с истоковой дегенерацией ( рис. 3.44B ) в качестве источника тока оказывает положительное воздействие на результаты: смещение около 10 mV , а измеренный коэффициент гармоник снизился на порядок ( 20 dB ). Теперь это практически полностью третья гармоника ( 3\(f_{in}\) ). Схема глубоко вторглась в аудиоэльфийские земли. Добавим-ка ещё и каскод ( напряжение затвор-исток J310 много больше, чем у \(Q_1\) , поэтому последний работает при \(V_{DS}\)≈2V ). Линейность подросла ещё на порядок ( 20 dB ), упёршись в нижний предел измерительной аппаратуры ⁵¹ . Низкое напряжение сток-исток \(Q_{1a}\) , созданное каскодом, гарантирует заодно низкий входной ток ⁵² .



==161

3.2.7 ПТ в качестве переменного резистора

На рис. 3.21 показаны области рабочих характеристик ПТ ( ток стока от \(V_{DS}\) для некоторого набора \(V_{GS}\) ), как для нормального ( «насыщенного» ) режима, так и в «линейной» зоне при малых \(V_{DS}\) . Аналогичные пары графиков давались и для МОП транзисторов ( рис. 3.2 ). Графики зависимости \(I_D\)-\(V_{DS}\) для напряжений сток-исток, меньших \((V_{GS}-V_{th})\) , являются почти прямыми линиями и проходят через нуль в обе стороны. Таким образом, прибор можно использовать в качестве резистора, управляемого напряжением, для сигналов небольшой амплитуды обеих полярностей. Из соотношений для \(I_D\) и \(V_{GS}\) в линейной области ( §3.1.4 и [3.1] ) легко найти отношение \(I_D/V_{DS}\) :

\[ \frac{1}{r_{DS}}=2Κ\Big[(V_{GS}-V_{th})-\frac{V_{DS}}{2}\Big] \quad \qquad \qquad [3.9] \]

Последний член отвечает за нелинейность, т.е. за отклонение от чисто резистивного закона ( сопротивление не должно зависеть от напряжения ). Таким образом, для напряжений на стоке, которые гораздо меньше, чем рабочее воздействие на затвор ( разница между \(V_{GS}\) и \(V_{th}\) ), т.е. при \(V_{DS}→\)0 , последнее слагаемое становится несущественным, и ПТ становится похож на резистор

\[ r_{DS}≈\frac{1}{2Κ(V_{GS}-V_{th})} \quad \qquad \qquad \qquad \qquad [3.10] \]

\(Κ\) - индивидуальный параметр конкретного транзистора, неизвестный заранее, поэтому удобнее будет переписать [3.10] как:

\[ r_{DS} ≈ r_{G0}·\frac{V_{G0} - V_{th}}{V_G - V_{th}} \quad \qquad \qquad \qquad \qquad [3.11] \] где \(r_{DS}\) при некотором \(V_G\) выражается через известное сопротивление \(r_{G0}\) при каком-то другом напряжении на затворе \(V_{G0}\) .

Упражнение 3.2
Напишите вывод этого масштабирующего правила.

Из всех формул видно, что проводимость ( 1/\(r_{DS}\) ) пропорциональна воздействию на затвор ( т.е. величине, на которую напряжение на затворе превышает пороговый уровень ). Ещё один полезный факт: \(r_{DS}\)=1/\(g_m\) , т.е. сопротивление канала в линейной области является величиной, обратной крутизне в области насыщения . Это полезно учитывать, потому что какая-то из этих величин ( или \(r_{DS}\) , или \(g_m\) ) практически всегда есть в справочных данных.

Упражнение 3.3
Покажите, что \(r_{DS}\)=1/\(g_m\) . Для этого надо найти крутизну из формулы тока насыщения стока в §3.1.4 .

Обычные диапазоны сопротивлений, которые можно получить с помощью ПТ, лежат от нескольких десятков ом ( от единиц миллиом для мощных МОП приборов ) и вплоть до разрыва цепи. Типичной областью использования является схема АРУ ( AGC ), меняющая коэффициент передачи усилительного звена ( используя обратную связь ), чтобы удержать выход в линейной области. В такого рода устройствах нужно ставить ПТ в точке с небольшим изменением сигнала ( менее 200 mV ).

Диапазон \(V_{DS}\) , в котором ПТ ведёт себя как хороший резистор, зависит от конкретного экземпляра и округлённо равен разнице между напряжением на затворе и пороговым уровнем. Уровень нелинейности близок к 2% для \(V_{DS}\) < 0.1\((V_{DS}-V_{th})\) и к 10% при \(V_{DS}\)≈0.25\((V_{GS}-V_{th})\) . С помощью согласованных ПТ легко делать секционные переменные резисторы для управления несколькими сигналами разом. В справочных данных некоторых ПТ, например, InterFET 2N4338-41 и для серии VCR прямо заявляется возможность использования в качестве переменного резистора с номинальным сопротивлением канала \(R_{ON}\) при некотором \(V_{GS}\) ( обычно 0V ).

3.2.7.A Выравнивание характеристики

Есть возможность одновременно увеличить и линейность, и диапазон \(V_{DS}\) , в котором ПТ сохраняет свойства резистора. Здесь требуется простая компенсационная схема. По уравнению [3.9] видно, что линейность 1/\(r_{DS}\) будет близка к идеальной, если добавить в затвор напряжение, равное половине напряжения сток-исток. На рис. 3.46 показаны две схемы, решающие данную задачу.



==162

В схеме 3.46A ПТ стоит в нижнем плече делителя, на котором реализован аттенюатор, управляемый напряжением ( «регулятор громкости» ). \(R_1\) и \(R_2\) улучшают линейность, добавляя в затвор напряжение 0.5\(V_{DS}\) , как предлагалось выше. Указанный ПТ имеет сопротивление во включённом состоянии ( с заземлённым затвором ) 60 Ω max, что позволяет получить диапазон изменения сигнала от 0 до 40 dB . В схеме 3.46B ПТ стоит в нижнем плече делителя, задающего коэффициент передачи неинвертирующего усилителя ( G=[10 kΩ/\(R_{FET}\)]+1 ).

Линеаризующие свойства резистивного делителя по схеме 3.46 очень высоки. На рис. 3.47 показаны результаты измерения зависимости \(I_D\) от \(V_{DS}\) в линейной области ПТ ( при низких \(V_{DS}\) ) с делителем и без него. Линеаризующая цепь совершенно необходима в задачах, претендующих на низкие искажения, если размах сигнала превышает несколько милливольт. Такой делитель используется в цепи стабилизации амплитуды генератора по схеме 7.22 . Подстройка усиления с помощью ПТ позволила достичь уровня искажений 0.0002% .

Подбирая компоненты для схемы АРУ или модулятора ( схемы изменения амплитуды ВЧ сигнала напряжением, скажем, звуковой частоты ), полезно учитывать существование схем «аналоговых умножителей». Это точные устройства с хорошим динамическим диапазоном, используемые для получения произведения двух напряжений. Одно из напряжений может быть постоянным сигналом управления, устанавливающим масштабный коэффициент ( усиление ) для другого сигнала. Аналоговые перемножители используют зависимость \(g_m\) от \(I_C\) биполярных транзисторов ( \(g_m\)=\(I_C\)(mA)/25(mV) [siemens] ) в конфигурации, известной как «ячейка Гилберта» . Схема использует согласованные транзисторы для обхода проблем со смещением и уходом рабочей точки [* см. упражнение 2.28 ] . На очень высоких частотах ( 100 MHz и выше ) те же задачи выполняет чисто пассивный «балансный смеситель» .

Важно помнить, что в режиме сопротивления - для небольших колебаний \(V_{DS}\) в районе ±0V - ПТ выглядит как хороший резистор в двух диагональных квадрантах графика V-I . В таком режиме нет падений на p-n переходе, напряжений насыщения и т.п. вещей, требующих внимания. Позднее будут представлены операционные усилители и микросхемы КМОП логики, использующие это приятное свойство для получения выхода, насыщающегося точно на уровне питания.



==163

3.2.8 Ток затвора ПТ

Ранее говорилось, что у полевых транзисторов, как с p-n переходом, так и МОП моделей, установившийся ток затвора равен нулю. Это самое важное их свойство, которое используется в усилителях и повторителях для высокоимпедансных сигналов, описанных выше. Но оно же необходимо и в схемах аналоговых ключей и цифровой логике, разбирающейся ниже.

Как это всегда бывает, на некотором уровне подробностей какой-то ток, конечно, появляется. Разобраться с темой необходимо, потому что примитивная модель с нулевым током рано или поздно подведёт разработчика. Некоторый ток затвора появляется из-за действия нескольких эффектов.

1. Даже в МОП транзисторах изолятор из двуокиси кремния не идеален и вызывает появление тока утечки на уровне пикоампер.
2. В ПТ с p-n переходом «изолятор» - на самом деле обратно смещённый диод, полученный таким же легированием и имеющий те же проблемы с током утечки, что и у обычных диодов.
3. ПТ с p-n переходом ( n-канальные особенно ) подвержены действию так называемой «ударной ионизации» , увеличивающей ток затвора до впечатляющих уровней.
4. Наконец, самая важная для высокочастотных устройств составляющая - динамический ток затвора. Он появляется во всех ПТ, когда меняющийся сигнал прикладывается к ёмкости затвора. Здесь, как и в обычных биполярных транзисторах, возникает эффект Миллера ⁵³ . Данная тема подробно разбирается в §3.5 ( §3.5.4 ).

В большинстве случаев входной ток затвора пренебрежимо мал по сравнению с током базы биполярного транзистора. Но бывают ситуации, когда у полевого прибора ток будет больше , чем у биполярного. Взглянем на цифры.

3.2.8.A Утечка затвора

Входной импеданс усилителя или повторителя на полевом транзисторе определяется током утечки затвора. В справочных данных на ПТ с переходом обычно указывается напряжение пробоя \(BV_{GSS}\) , определяемое как напряжение затвор-канал ( сток и исток закорочены ), при котором ток затвора достигает 1 μA . Для более низких напряжений затвор-канал, ток утечки затвора \(I_{GSS}\) , измеренный с закороченными выводами стока и истока, существенно меньше и быстро падает в пикоамперный диапазон по мере удаления от напряжения пробоя. В МОП транзисторах пробой изоляции - состояние недопустимое [* и необратимое ] . Здесь утечка затвора определяется как некоторое максимальное значение при заданном напряжении затвор-канал. Для интегральных усилителей со входным каскадом на ПТ используется сбивающий с толку термин «входной ток» ( \(I_B\) ), которым обозначается ток утечки. Обычные цифры лежат в пикоамперном диапазоне.

Токи утечки при комнатной температуре измеряются пикоамперами, но быстро ( экспоненциально ) увеличиваются с её ростом, удваиваясь каждые 10°C . В противоположность полевым, в биполярных транзисторах ток базы током утечки не является и с ростом температуры даже немного уменьшается . Разница видна на рис. 3.48 , где приводятся графики зависимости входных токов от температуры для нескольких типов ОУ. Для моделей с ПТ характерны очень низкие цифры для комнатной температуры и ниже. Но эти цифры быстро растут с ростом температуры, пересекая в какой-то момент графики ОУ с хорошо сделанными входными каскадами на биполярных транзисторах ( LM10, LT1012 ). Правда, такие биполярные ИМС вместе с «премиальным» сегментом ОУ на ПТ ( OPA111, OPA627 ) стоят достаточно дорого. Для сравнения на картинку добавлены дешёвые массовые модели LM358 и LF411, чтобы дать представление о том, чего можно ждать от повседневного расходного материала с ценой меньше доллара.



==164

3.2.8.B Ток ударной ионизации

Вдобавок к обычным свойствам тока утечки n-канальные ПТ подвержены существенному росту токов затвора при работе с большим напряжением \(V_{DS}\) и большим током стока ( в справочных данных токи утечки указываются для волшебных \(V_{DS}\)=0 и \(I_D\)=0 (!) ). Рис. 3.49 показывает, что происходит. Ток утечки остаётся рядом с \(I_{GSS}\) , пока напряжение сток-затвор не достигнет критической величины, после чего начинает резко увеличиваться. Дополнительный ток «ударной ионизации» пропорционален току стока и экспоненциально зависит от напряжения и температуры. Начинается такой подъём при напряжении сток-затвор на уровне 25% от \(BV_{GSS}\) и может дорасти до микроамперов. «Высокоимпедансный» буфер с микроамперными входными токами никому не нужен, но это именно то, что получается из BF862 в режиме повторителя с током стока 1 mA и питанием 20 V .

Дополнительный ток затвора - свойство, поражающее в первую очередь n-канальные ПТ, возникает при больших напряжениях сток-затвор. Ситуация исправляется:

1. снижением напряжения сток-затвор за счёт каскода или уменьшения питающего напряжения,
2. использованием p-канального моделей, у которых эффект выражен гораздо слабее или
3. использованием МОП транзисторов.

Самое главное знать об этой ловушке, чтобы не попасть в неё случайно.

3.2.8.C Динамический ток затвора

Утечка затвора проявляется на постоянном токе. Но схема управления затвором должна выдавать и ток переходного режима , потому что существует ещё ёмкость затвора. Возьмём, например, усилитель с общим истоком. В точности, как в биполярных вариантах, в нём есть входная ёмкость \(C_{ISS}\) , подключённая к земле, и ёмкость обратной связи \(C_{RSS}\) , которую многократно увеличивает действие эффекта Миллера. В полевых транзисторах емкостные эффекты проявляются сильнее, чем в биполярных, на что есть две причины. Во-первых, ПТ используют там, где нужен низкий входной ток, поэтому эффект от воздействия токов перезарядки заметнее. Во-вторых, ёмкость полевых транзисторов обычно гораздо выше, чем биполярных.

Чтобы оценить воздействие ёмкости, рассмотрим усилитель на ПТ для источника сигнала с сопротивлением 100 kΩ . На постоянном токе проблем нет, потому что пикоамперный ток создаст на источнике падение всего микровольт. Но на частоте, скажем, 1 MHz входная ёмкость 5 pF превратится в шунтирующее сопротивление 30 kΩ , серьёзно ослабляя сигнал. В общем случае любой усилитель будет иметь проблемы с высокоимпедансными сигналами на высоких частотах. Обычным решением данной проблемы является переход на низкоимпедансные источники ( например, активно используемые 50Ω ) или использование настроенной LC цепи, компенсирующей емкостную составляющую. Основной факт, требующий осмысления: на высоких частотах вход усилителя на ПТ совсем не похож на импеданс 10 ¹² Ω .

Другой пример. Мощный МОП транзистор переключает 5-амперную высоковольтную нагрузку ( мощных ПТ с p-n переходом нет ) в схеме, подобной рис. 3.50 . Кто-то, возможно, решит, что затвором можно управлять с выхода цифровой логики, например серии 4000, дающей 1 mA с размахом от 0 до +10 V . На самом деле такой подход ужасен, потому что 1 mA в затвор ёмкостью 200 pF ( для IRF740 с учётом ёмкости обратной связи ) растянет время переключения до неторопливых 50 μs ⁵⁴ .



==165

Но на этом дело не заканчивается. Динамический ток затвора ( \(I_G=CdV_D/dt\) ) отразится обратно в выходной каскад логического элемента [* см. замечание в §3.5.4.B ]   и, вероятно, разрушит его за счёт эффекта «тиристорного защёлкивания» ( подробнее о тиристорном защёлкивании говорится в Части 10 и 11 ). Чтобы не допустить подобного развития событий между драйвером и затвором ставят резистор ( на схеме 3.50 он не показан [* зато есть на рис. 3.96A ] ). Мощные биполярные транзисторы имеют несколько меньшую входную ёмкость и, соответственно, меньший динамический выходной ток ( хотя порядок тот же ). Но когда разрабатывается схема управления мощным биполярным транзистором, проектировщик предполагает выдать в базу несколько сотен миллиампер через пару Дарлингтона или что-нибудь подобное, а от полевого транзистора ждут низкого тока. В этом примере потребуется закачать несколько ампер тока в затвор, чтобы получить от МОП транзистора те 25 ns времени переключения, на которые он способен. Замечаете, как потускнел блеск огромного входного импеданса ?

Упражнение 3.4
Оцените время переключения для схемы на рис. 3.50 с током затвора 1A , предполагая, что
(a) средняя ёмкость обратной связи составляет 200 pF или ( точнее )
(b) требуемый заряд переключения равен 40 nC .



==165