Шапка

7.1 Генераторы (I)

==425

7.1.1 Введение в генераторы

Почти в каждом электронном приборе имеется какой-либо генератор тактовых импульсов или повторяющихся сигналов специальной формы. Если отойти чуть в сторону от очевидной группы собственно генераторов сигналов и генераторов импульсов, то обнаружится, что источник регулярного сигнала необходим в любых приборах, выполняющих периодические измерения или проводящих какие-либо циклические действия, или чья работа предполагает постоянную смену состояния или выдачу некоторой повторяющейся последовательности. Под такое описание подпадает почти любое электронное устройство. Например, генераторы или таймеры используются в цифровых мультиметрах, осциллографах, радиоприёмных устройствах, компьютерах и периферийных устройствах ( накопителях, принтерах, терминалах ), почти в каждом бытовом приборе ( часах, калькуляторах и любых устройствах, содержащих цифровой индикатор ), в любой потребительской электронике ( сотовых телефонах, камерах, устройствах записи и воспроизведения звука ) и прочих вещах, которых слишком много для прямого упоминания. А те схемы, где генератора нет, часто предполагают работу в паре с другими компонентами, источник сигналов имеющих. Не будет преувеличением сказать, что генератор какого-либо вида является обязательным элементом электронного устройства наравне с источником питания.

В зависимости от назначения, генератор может быть простым элементом, периодически меняющим своё состояние ( тактирование цифровых схем ), или основной задачей является стабильность и точность ( источник времени для частотомера ), или возможность подстройки ( генератор приёмника или передатчика ), а может создание импульсов точной формы ( генератор линейно возрастающего напряжения для аналого-цифрового преобразователя ).

В следующих параграфах произойдёт знакомство с наиболее популярными генераторами, начиная с простых RC колебательных цепей и заканчивая стабильными кварцевыми схемами. Своей задачей авторы видят не подробное описание всех возможных подробностей, но создание для читателя адекватной картины имеющихся вариантов и их применимости к тем или иным задачам.

7.1.2 Релаксационные генераторы

Очень простой генератор можно получить, если заряжать конденсатор через резистор ( или от источника тока ), а, после достижения напряжением заданного уровня быстро разряжать, после чего начинать новый цикл. Другой вариант схемы предполагает, что по достижении заданного напряжения внешнее устройство изменит направление тока на противоположное. В итоге получится генератор пилы в первом случае и треугольного сигнала во втором. Построенные таким образом схемы называют релаксационными . Они дёшевы и просты, а при аккуратной сборке могут иметь достаточную точность по частоте ( 1% ).

7.1.2.A Базовая схема релаксационного генератора на компараторе

В прошлом для построения релаксационных генераторов использовались компоненты с отрицательным сопротивлением - однопереходные транзисторы и неоновые лампы, но сейчас для таких задач берут операционные усилители, компараторы или специальные ИМС таймеров. Классический RC генератор показан на рис. 7.1A . Принцип действия несложен. Предполагаем, что при включении питания компаратор уходит в положительное насыщение ( на самом деле оба потенциала равновероятны, и до которого будет насыщаться выход неизвестно, но и безразлично ). Конденсатор начинает заряжаться в направлении шины +5V с постоянной времени RC. По достижении половины уровня питающего напряжения компаратор переходит в состояние отрицательного насыщения, т.к. включён по схеме триггера Шмитта. Конденсатор начинает разряжаться в направлении –5V с той же постоянной времени. Цикл повторяется бесконечно с периодом 2.2\(RC\) , независимо от напряжения питания.

Рис.7.1 (A) Классический релаксационный генератор прямоугольного сигнала на компараторе ( или ОУ ). С двойным питанием и симметричным относительно земли выходом ( см. рис. 4.39 и §4.3.3 )

Упражнение 7.1
Покажите, что период равен указанному.

==426

Компараторы с RR выходом ( см. §4.3.2.A , §12.1.7 и табл. 12.2 ) _1 выбирались за способность насыщаться точно на уровнях питания. Компаратор TLC3702 работает гораздо быстрее ( время распространения сигнала ∼5 ns ), чем ОУ, построенные по той же технологии, потому что ему не требуется отрицательная обратная связь и частотная коррекция для устойчивой работы с ней ( см. §4.9 ). Это хороший выбор для частот выше нескольких килогерц. Биполярный ОУ серии LM6132-54 также насыщается возле уровней питания и, в отличие от КМОП вариантов, может работать при ±15 V . Но если для схемы взять ОУ ( а не компаратор ), параметры схемы будут существенно зависеть от его скорости, потому что для прямоугольного сигнала важно как можно быстрее перескочить от одного уровня к другому. Даже LM6152 с \( f_T \)=75 MHz и скоростью нарастания на большом сигнале 45 V/μs сможет работать на частоте не выше 100 kHz . Отметим, что схема не требует от ОУ линейности, привычной отрицательной обратной связи в ней нет _2 , поэтому можно взять некорректированный усилитель ( §4.9 ) и поднять рабочую частоту.

Схему можно включать и с однополярным питанием, как показано на рис. 7.1B . Для этого требуется один дополнительный резистор. Устройство использует быстрые компараторы, которые выпускаются только под низкие напряжения питания. TLV3501 ( питание от +2.7 до +5.5 V ) имеет время распространения всего 3 ns и позволяет получать частоты на уровне десятков мегагерц, но здесь скучает на жалком десятке килогерц _3 .

Рис.7.1 (B) Классический релаксационный генератор прямоугольного сигнала на компараторе ( или ОУ ). Однополярный вариант с номиналами на 10 kHz и ускоряющим конденсатором ( см. рис. 4.39 и §4.3.3 )

Если для зарядки конденсатора вместо резистора использовать источник тока, можно получить хороший источник треугольных импульсов. Построенную по этому принципу схему с отличными параметрами можно найти в §4.3.3 .

7.1.2.B Релаксационные генераторы на КМОП логике

Вместо ОУ и компараторов простейший релаксационный RC генератор можно собрать на элементах цифровой КМОП логики ( Часть 10 и далее ). На рис. 7.2A показана схема на инверторах, которую можно часто встретить в литературе _4 . Её достоинством является простота, а недостатком то, что она не работает. Каждый фронт выходного сигнала украшен высокочастотной ( ∼100 MHz ) паразитной генерацией. Происходит это из-за относительно длинных фронтов сигнала на входе первого инвертора ( за затягивание ответственна емкостная нагрузка ). К счастью, исправляется дефект легко: надо добавить небольшой ускоряющий конденсатор ( \( C_2\) на рис. 7.2B ). Рис. 7.3 показывает результаты работы обеих схем.

Рис.7.2 Релаксационный генератор на цифровых микросхемах ( инверторах ). (A) Схема имеет типовую проблему ( см. текст ). (B) Купирование паразитного возбуждения с помощью ускоряющего конденсатора \( C_2\)

Рис.7.3 Простая схема 7.2A склонна к паразитной генерации. Два верхних луча показывают возбуждение на частоте ∼90 MHz на возрастающем и спадающем фронтах сигнала 1 kHz ( использовался элемент 74HC04 с питанием +5V ). Ускоряющий конденсатор 47 pF ( рис. 7.2B ) полностью устраняет проблему. По горизонтали 40 ns/div , по вертикали 5 V/div

==427

За счёт заряда конденсатора \( C_1 \) защитные диоды на логическом входе переходят в проводящее состояние в каждом цикле, что вызывает некоторое беспокойство. Недостаток не смертельный, потому что ток ограничивается резистором \(R_2\) , но если такое положение действует на нервы, можно использовать схему 7.4A . Там делитель 2:1 уменьшает размах напряжения на конденсаторе и предотвращает появление на входе режима ограничения. Схема 7.4B - ещё один вариант генератора на логике, который учитывает склонность к паразитной генерации. Надо заметить, что тестовые образцы, собранные на универсальных платах, всё равно требовали ускоряющего конденсатора 47 pF для подавления паразитного возбуждения.

Рис.7.4 Варианты релаксационных генераторов на логических элементах. (A) Двукратное снижение размаха напряжения на конденсаторе избавляет от режима ограничения защитных диодов ( Разработка J. Thompson ). (B) Улучшение стабильности за счёт добавления выходного буфера ( разработка E. Wielandt ). Обе схемы требуют ускоряющего конденсатора 47 pF для предотвращения паразитного возбуждения

Можно сделать ещё более простой генератор на КМОП логике, просто охватив инвертор с триггером Шмитта на входе обратной связью с помощью RC цепи ( рис. 7.5 ). Он гарантированно будет работать и выдавать сигнал с чистыми фронтами и логическими уровнями. К сожалению, точно определить частоту, на которой генератор заведётся, затруднительно, т.к. величина гистерезиса логических элементов - неконтролируемый параметр. Он нужен, чтобы обеспечить чистый переход для медленно меняющихся входных сигналов ( полезное само по себе свойство ), а не для построения прецизионных схем. Скажем, для 74HC14 указывается только, что величина гистерезиса ( разница между верхним и нижним порогами переключения ) попадает в диапазон от 0.5 до 1.5 V _5 . Данный факт означает возможность 50% разброса по частоте двух одинаковых схем с одинаковыми величинами R и C. Частота зависит и от напряжения питания. Авторы обнаружили у схемы 7.5 почти линейную зависимость частоты от напряжения. Наконец, выходной сигнал нестабилен в терминах постоянства положения фронта. У схемы наблюдается «джиттер» [* см. §7.1.10 ] в пределах нескольких процентов для фронтов двух соседних импульсов ( такая разница уже заметна на глаз ). Картину довершает чувствительность к наводкам по шинам питания.

Рис.7.5 Наипростейший генератор на КМОП элементе

7.1.2.C Релаксационный генератор на однопереходном транзисторе

Есть несколько путей построения релаксационных генераторов, использующих компоненты с «отрицательным сопротивлением»: туннельных диодов, газоразрядных трубок, динисторов и однопереходных транзисторов. Схема 7.6 использует однопереходный транзистор - трёхвыводной четырёхслойный ( pnpn ) прибор. Он выглядит как разомкнутая цепь до тех пор, пока напряжение на конденсаторе ( т.е. аноде «A» ) не превысит потенциал затвора ( «G» ) на одно падение на p-n переходе ( величина выставляется делителем \(R_2R_3\) ) . В этот момент однопереходный транзистор переключается в состояние короткого замыкания между анодом ( «A» ) и катодом ( «K» ), разряжая конденсатор и начиная новый цикл. Разрядный ток вызывает срабатывание транзисторного ключа, который кратковременно замыкает выходную линию на землю. С указанными номиналами генератор будет выдавать импульсы длительностью 10 μs [* \(RC\)=10 nF×3.3 kΩ ] с частотой 10 Hz . Общий ток потребления составит 1 μA .

Рис.7.6 Релаксационный генератор на однопереходном транзисторе

==428

В продолжение темы на рис. 7.7 показаны две простенькие схемки, напоминающие о прежних временах. Они также используют эффект отрицательного сопротивления, но при несколько более высоких рабочих напряжениях. В первой используется неоновая лампа, а во второй - динистор - ещё один 4-слойный прибор, который часто ставят в цепь запуска тиристора в системах регулировки освещения с фазоимпульсным управлением.

Рис.7.7 Необычные релаксационные генераторы на приборах с отрицательным сопротивлением ( имеющих обратную ветвь на вольтамперной характеристике ). Динисторы HT32 и ST32 фирмы Littelfuse были сняты с производства в 2009, но аналогичный по параметрам DB3 выпускается минимум тремя производителями

7.1.3 Классическая микросхема генератора: таймер 555

На следующем уровне для построения релаксационных генераторов используются уже специализированные ИМС таймеров. Наиболее популярная из них - таймер 555, созданный в 1971 Гансом Камензиндом (Hans Camenzind ) из фирмы Signetics. С микросхемой связаны некоторые заблуждения, поэтому обсуждение начнётся с рассмотрения эквивалентной схемы ( рис. 7.8 ). Некоторые элементы пришли из цифрового мира ( Часть 10 и последующие ), поэтому прямо сейчас стать экспертом по 555 не получится. В целом работа несложна. Выход переходит в ВЫСОКОЕ состояние ( близко к потенциалу «V+» ), когда на «/TR» приходит активный сигнал, и остаётся в этом состоянии, пока не будет активирован вход «TH» . После чего выход переходит в НИЗКОЕ состояние ( близко к уровню земли ), при этом ключ \(Q_1\) переключается в проводящее состояние. Вход «/TR» активируется напряжением, которое ниже (1/3)\( V_+\) , а «TH» - напряжением выше (2/3)\( V_+\) .

Рис.7.8 Блок-схема легендарного таймера 555 в современном КМОП исполнении

Самый простой способ разобраться, как работает 555, посмотреть на пример ( рис. 7.9 ). До момента включения конденсатор разряжен, поэтому при подаче питания 555 срабатывает и на выходе появляется ВЫСОКИЙ уровень, ключ \(Q_1\) размыкается, а конденсатор \( C \) начинает заряжаться от +15 V через \(R_A+R_B\) . Когда напряжение на нём достигнет (2/3)\( V_+\) , т.е. +10 V , срабатывает вход «TH», заставляя выход переключиться в НИЗКОЕ состояние. \(Q_1\) замыкается и подключает конденсатор \( C \) через резистор \(R_B\) к земле. Когда \( C \) разрядится до уровня (1/3)\( V_+\) ( +5V ), цикл повторится. Напряжение на \( C \) постоянно ходит между уровнями (1/3)\( V_+\) и (2/3)\( V_+\) с периодом T=0.693\(( R_A+2R_B )C\) . На выходе при этом появляется прямоугольный _6 сигнал.

Рис.7.9 Таймер 555 включённый по схеме генератора

==429

Упражнение 7.2
Покажите, что период соответствует приведённой формуле и не зависит от уровня питания.

Из оригинального 555 ( сделанного по биполярной технологии ) получается вполне приличный генератор со стабильностью порядка 1% . Таймер может работать при напряжении от 4.5 до 16V _7 , сохраняя хорошую стабильность по частоте, независимо от колебаний питания, потому что опорные уровни переключения меняются с той же пропорции, что и питающее напряжение. 555 можно использовать в качестве таймера, формирующего импульсы любой длительности ( см. §7.2.1.E ) и много других вещей. Это настоящий универсальный конструктор, содержащий компаратор, логику и триггер. В своё время вся электронная индустрия соревновалась в придумывании новых способов применения этой микросхемы.

Предупреждение для биполярных 555 . Многие варианты этой ИМС ( а также некоторые другие микросхемы таймеров ) создают мощные иголки по цепям питания ( до 150 mA ) при каждом переключении выхода _8 . Микросхема требует фильтрующего конденсатора большой ёмкости в непосредственной близости от корпуса, но даже с ним 555 склонен к дублированию импульса на выходе. КМОП версии ведут себя лучше, но тоже не свободны от таких проблем.

7.1.3.A КМОП вариант 555

Кое-какие не особо желательные параметры оригинального биполярного таймера 555 ( высокое потребление, сквозной ток при переключении, дублирование импульса и невозможность работы при низком напряжении ) были исправлены в КМОП вариантах. Их легко отличить по сочетанию 555 в обозначении. Большая часть того, что авторы смогли найти вместе с основными параметрами, перечислена в табл. 7.1 на стр. 430 . Отметим возможность работы при очень низком напряжении ( до 1V ) и скромный потребляемый ток. Они работают на более высоких частотах, чем оригинальный 555, имеют полный размах питания на выходе, как минимум на средних нагрузках, зато их выход слабее, чем у оригинального 555. Все ИМС, кроме оригинала и ZSCT1555, относятся к КМОП микросхемам.

7.1.3.B 50% скважность

Генератор на 555 с рис. 7.9 выдаёт прямоугольный сигнал, скважность которого ( отношение ВЫСОКОГО состояния выхода к периоду следования ) всегда больше 50% . Происходит это, потому что заряжается конденсатор через последовательно включённые резисторы \(R_A+R_B\) , а разряжается через один \(R_B\) , т.е. быстрее. Но можно взять КМОП 555, у которого размах сигнала на выходе достигает уровней питания, а скважность в точности равна 50% для схемы 7.10 A . Здесь используется единственный резистор и для зарядки, и для разрядки. Конденсатор при этом либо заряжается в направлении \( V_+\) с порогом (2/3)\( V_+\) , либо разряжается в направлении 0V с порогом (1/3)\( V_+\) . Похоже на двух человек, перебрасывающих друг другу мяч, за которым гоняется, пытаясь поймать, собака _9 . Можно показать, что частота в такой схеме равна \( f_{osc} \)=0.72/\(RC\) .

Рис.7.10 Генераторы на КМОП 555. (A) Со скважностью 50% ( меандр ). (B) С постоянной частотой, но переменной скважностью ( длительностью импульса )

Упражнение 7.3
Покажите, что этот результат корректен.

==430

7.1.3.C Управление скважностью

На рис. 7.10B показан способ изменения скважности сигнала от 0 и до почти 100% при неизменной частоте следования. Частоту можно было бы считать совершенно постоянной и независимой от настройки скважности, если бы не эффект падения напряжения на диоде при зарядке. Чтобы уменьшить его воздействие, взят диод Шоттки SD103C ( \( V_F\)=0.3 V при 10 mA ).

Упражнение 7.4
Покажите, что \( f_{osc} \)=1.44/\(RC\) .

7.1.3.D Генератор пилообразного напряжения

Если заряжать конденсатор от источника тока, то можно получить генератор линейно возрастающего ( «пилообразного» ) напряжения. Как это делается с помощью источника тока на pnp транзисторе, показано на схеме 7.11A . Напряжение растёт до уровня (2/3)\( V_+\) , затем быстро разряжается через ключ внутри 555 ( вывод «/DIS» ) до (1/3)\( V_+\) , и цикл повторяется. Линейно возрастающее напряжение присутствует на выводе конденсатора, и его надо буферировать с помощью повторителя с высоким входным импедансом на ОУ. Практическая реализация схемы показала, что для небольших емкостей конденсатора разряд происходит столь быстро, что нижняя точка «пилы» успевает уйти ниже (1/3)\( V_+\) , прежде чем ключ разомкнётся. В качестве лекарства используется низкоомный резистор последовательно с выводом «/DIS», подобранный для постоянной времени порядка 5 μs 10 .

Рис.7.11 Генераторы пилообразного напряжения на КМОП 555. (A) Источник тока на pnp транзисторе заряжает \( C_1 \) . Для предотвращения глубокого разряда ниже уровня (1/3)\( V_+\) используется низкоомный резистор. (B) Задержка спадающего фронта на «/TR» вызывает полный разряд до 0V

Есть альтернативный вариант ( рис. 7.11B ) - задержать спадающий фронт на «/TR», чтобы обеспечить гарантированный разряд до 0V . Для показанных на схеме номиналов достаточно 1 μs .

Table 7.1 555-type Oscillators^

Notes: (a) all are CMOS except first two (bipolar ) entries. (b) Io (mA ) at VO=0.3 V. (c) Io (mA ) at Vsat=1.7 V. (d) min, @ Vs=1.5 V. (e) Io (mA ) at Vsat=±0.35 V and Vs=1.5 V. ( f) at Vs=1V. ( g ) at Vs=8V. ( t ) typical.

==431

На рис. 7.11B изображён символ источника тока, потому что кроме pnp транзистора существуют и иные варианты подобных источников. На рис. 7.12 показаны несколько схем, в том числе 2-выводных. В ##§3.2.2 говорилось, что полевой транзистор с p-n переходом, у которого затвор соединён с истоком, превращается в источник тока, который требует для своей работы чуть больше 1V . Такие элементы на токи от 0.47 до 4.7 mA доступны в 2-выводных корпусах и способны работать при напряжении до 100 V . LM334 - ИМС плавающего 2-выводного источника тока. Она имеет вывод задания величины тока резистором ( с коэффициентом примерно 60 mV/\(R\) 11 ) и рабочий диапазон от ∼1V до 40 V . REF200 - интегральный термокомпенсированный плавающий ( 2-выводной ) источник тока величиной 100 μA ( 2 шт. ), содержащий в том же корпусе токовое зеркало, позволяющее масштабировать выход. Рабочий диапазон 2..40 V .

Рис.7.12 Источники тока для генератора пилы

Логометрический генератор пилы

Небольшое отступление по поводу интересного варианта схемы. Во многих случаях хочется иметь источник тока, который не зависит от напряжения питания. REF200 в этом отношении вполне хорош: его ток меняется менее чем на 0.1% для изменения напряжения от 2 до 30 V ( см. рис. 9.37 ). Это как раз то, что требуется в схеме 7.11B , если пороги 555 не меняются. Но если напряжение питания изменится, то пропорционально изменятся и пороги ( (1/3)\( V_+\) и (2/3)\( V_+\) ), а значит, изменится и частота генерации. Та же картина будет наблюдаться при питании от батареи «9V».

Есть красивый способ обхода данной проблемы - использование источника тока, пропорционального напряжению питания. Такой источник будет компенсировать изменение частоты, возникающее из-за изменения порогов переключения. Эта элегантная и мощная техника носит название логометрической . Простой источник на pnp транзисторе ( рис. 7.12A ) - почти то, что требуется. Он работает почти в точности как требуется, если не учитывать падение база-эмиттер ( ∼0.6 V ), но данный недостаток лечится добавление цепи компенсации напряжения \( V_{BE}\) .

Рассмотрим рис. 7.13 . На первой схеме дополнительный диод в базовом делителе привносит падение, примерно совпадающее с напряжением база-эмиттер. Неплохо, но не идеально:

  1. компенсация \( V_{BE}\) получается недостаточно точной и
  2. падение на диоде означает, что падение на \(R_1\) не вполне пропорционально \( V_+\) ( объясните почему ).

Рис.7.13 Источники тока с выходом, примерно пропорциональным напряжению питания ( \(I_{out}∝ V_+\) ) , позволяющие снизить в схеме 7.11 зависимость \( f_{out} \) от напряжения питания

Указанный недостаток исправляет схема 7.13B , где база \(Q_1\) точно отслеживает \( V_+\) , а его \( V_{BE}\) в обратном направлении компенсирует прямое падение на переходе \(Q_2\) . Неидеальность только в том, что напряжения \( V_{BE}\) двух транзисторов чуть различаются как из-за разной структуры полупроводников, так и из-за разницы их токов \(I_C\) ( в соответствии с эффектом Эберса-Молла ). Третья схема исправляет проблему разницы \( V_{BE}\) за счёт использования согласованных транзисторов, работающих с одинаковыми токами, но проблема не полной пропорциональности тока со схемы 7.12A остаётся, т.е. ток через «программирующий» резистор \(R_p\) пропорционален ( \( V_+–V_{BE}\) ) . Следует отметить, что 7.12C - схема классического токового зеркала из §2.3.7 .

7.1.3.E Генератор треугольного сигнала

На рис. 7.14 показан способ получения треугольного сигнала на КМОП 555. Меандр с полным размахом питания используется для создания источника тока переменного направления, формирующего треугольник с уровнями (1/3)\( V_+\) и (2/3)\( V_+\) на конденсаторе. Конструкция из диодов - уже знакомый мостовой выпрямитель ( §1.6.2 ). Здесь он используется, чтобы «обмануть» двухвыводной источник тока: для него ток всё время течёт в одном направлении, в то время как остальная схема видит двунаправленный источник тока. ( Такое включение можно рассматривать как подачу на источник тока выпрямленного внешнего сигнала переменной полярности ). Здесь используются диоды Шоттки, чтобы снизить падение напряжения на мосте. Как и в схеме генератора пилы, сигнал с высоким импедансом требует буферирования. Схема получилась простая, за что следует благодарить удобную начинку 555, но параметры её даже близко не столь хороши, как параметры схемы 4.39 ( стр. 239 ) или 4.83 ( стр. 267 ).

Рис.7.14 Генератор треугольного сигнала на 555. Схема требует плавающего ( 2-выводного ) источника тока, как, например, варианты 7.12B-D

==432

Упражнение 7.5
Подтвердите, что понимаете, как работают схемы на рис. 7.11 и 7.14 , рассчитав частоту сигнала в каждом случае.

7.1.4 Другие ИМС релаксационных генераторов

Классический 555, породивший совместимых и улучшенных КМОП последователей, жив и хорошо себя чувствует. Он достаточно универсален, чтобы решать массу задач, включая генераторы задержек и импульсов, о которых будет речь далее. Но с 1971 года, когда 555 появился на рынке, в полупроводниковой электронике случился некоторый прогресс, появились несколько интересных современных кристаллов, возможно, лучше подходящих под какие-либо задачи 12 . Вот несколько, любимых ИМС авторов.

7.1.4.A Серии LTC1799 и LTC6900

Замечательные микросхемы, названные в Linear Technology «кремниевыми генераторами». LTC1799 работает от одного источника от 2.7 до 5.5 V , потребляя порядка миллиампера, и выдаёт прямоугольный сигнал с 50% заполнением, чья частота в диапазоне 1 kHz...33 MHz устанавливается единственным резистором ( или источником тока ). Внутри есть переключаемый делитель N=1, 10, 100 , выбираемый уровнем на выводе «DIV» (НИЗКИЙ, обрыв, ВЫСОКИЙ ). Вот так просто, один внешний элемент, и всё уже работает! Параметры очень недурны: точность ±0.5% тип., температурная стабильность ±0.004%/°C и коэффициент напряжения ±0.05%/V . Схема включения дана на рис. 7.15 . Аналогичная серия LTC6900 потребляет чуть меньше, подразделяется на две группы по частоте: LTC6905 ( 17 MHz...170 MHz ) и LTC6903/4 ( 1 kHz...68 MHz , программируется через 3-проводный последовательный интерфейс). LTC6903/4 хорошо ложатся на схемы с микроконтроллерами ( Часть ##15 ), которые без проблем могут слать цифровые команды куда ни попадя.

Рис.7.15 LTC1799 и её потомки выдаёт стабильный прямоугольный сигнал с полным размахом питания и управляется единственным резистором

График 7.16 показывает зависимость частоты от сопротивления резистора. Если больше нравятся уравнения, то вот вам, наслаждайтесь: \[ f_{osc}=\frac{1}{N}·\frac{100}{R(\mathrm{kΩ})} \qquad \mathrm{MHz} \]

Рис.7.16 Программирование выходной частоты в LTC1799. LTC рекомендует придерживаться жирных линий для большей точности

Частота задаётся входным током на выводе «SET», поэтому подстраивать её можно внешним источником тока ( в книге такие генераторы будут зваться «ICO» - current(I) controlled oscillator. [* Это единственное место где используется такое название ] ). Следует иметь в виду, что потенциал вывода «SET» располагается примерно на 1.13V ниже положительного питающего напряжения. Для токового управления справочные данные указывают диапазон 5..200 μA . Переключение диапазонов работает как обычно и может выполняться с помощью логического элемента с тремя состояниями или пары транзисторных ключей. Работа с выводом «SET» относительно уровня \( V_+\) несколько неудобна. В справочных данных приводится один метод подачи управляющего напряжения, использующий второй резистор, чтобы добавлять или вычитать часть тока, задаваемого \(R_{SET}\) , но на этом пути имеются некоторые проблемы, и, возможно, собрать внешний источник тока будет всё же правильнее.

7.1.4.B «Т-блохи» LTC699x

==433

Через несколько лет после LTC1799/6900 Linear Technology выкатила «Т-блох» - серию времязадающих чипов, которые могут выполнять функции генераторов, ШИМ контроллеров, моностабильных одновибраторов и элементов задержки/защиты от дребезга. Вместо того чтобы делать один многоногий кристалл под все задачи, фирма выпустила разные микросхемы, упаковав их в корпус SOT23-6 и DFN ( 2×3 mm ) 13 . ИМС имеют сходные параметры: питание от 2.25 до 5.5 V , исходная точность ∼2% , управление одним резистором и один аналоговый вывод управления режимами/диапазонами, коих в отличие от LTC1799/6900 16 , а не 3 . Вот список Т-блох, доступных на момент написания книги.

Part # Function Total Range Comments LTC6990 VCO 488 Hz-2 MHz 16:1 tuning range, as eight octave (x2 ) ranges LTC6991 LEosc; 29 ?Hz-977 Hz 1 ms-9.5hr, timer as eight x 8 ranges LTC6992-x PWM 3.8 Hz-1 MHz 0%-100%, 5%-100%, 5%-95%, or 0%-95% LTC6993-x One-shot 1 ?s-34s normal or retrig; rising or falling edge LTC6994-x delay/ 1 ?s-34s delay single or all edges; debounce reject narrow pulse

LTC6991 помогает решить проблемы создания сверхнизкочастотного генератора с рабочим диапазоном от 30 микрогерц до 1 kHz . Если рассматривать схему в качестве таймера, то речь идёт о периодах от 1 миллисекунды до 9 часов. Можно выбрать один из восьми диапазонов «центральной» частоты ( когда \(R_{SET}\)=200 kΩ ), которые отстоят друг от друга в пропорции 1:8 ( 0.00012, 0.001, 0.008, 0.064, 0.5, 4, 32 и 250 Hz ). Внутри выбранного диапазона внешний \(R_{SET}\) ( 50...800 kΩ ) подстраивает частоту в диапазоне 16:1 . Например, для диапазона 4Hz можно плавно перестраивать выход с 1 Hz ( \(R_{SET}\)=800 kΩ ) до 16 Hz ( \(R_{SET}\)=50 kΩ ).

А теперь интрига: как можно выбрать какой-либо из 16 режимов работы ( восемь диапазонов, две полярности ) с помощью единственного вывода и без последовательных интерфейсов? Легко! В микросхеме есть 4-разрядное АЦП ( 16 уровней ), для которого опорным напряжением полной шкалы служит шина питания. Напряжение на входе преобразуется в целое число DIVCODE от 0 до 15 . Задать постоянный управляющий уровень от 0 до \( V_+\) проще всего парой резисторов на выводе «DIV» 14 . Выход такого делителя ( назовём его \( V_k\) ) должен попадать в середину одной из 16 подуровней от 0 до \( V_+\) . Т.е. нужны два 1% резистора, которые помогут получить напряжение \( V_k=V_+\)×(2k+1)/32 , чтобы выбрать DIVCODE равное k 15 . Полученное число будет определять частотный диапазон и полярность сигналов «OUT» и «RST».

==434

Для примера, на рис. 7.17 показано, как создавать прямоугольный сигнал 1 Hz с уровнями 0 и +3.3 V . Здесь выбран диапазон 0.5 Hz ( k=3 ), для которого делитель должен иметь отношение \(R_2/( R_1+R_2 )\)=7/32 . Затем выбираем \(R_{SET}\)=95.3 kΩ для \( f_{out} \)=1.0 Hz в соответствии с формулой из справочных данных \[ T=\frac{1}{f_{out}}=\frac{R_{set}}{50 kΩ}·n_{DIV}·1.024×10^{-3} \]

Рис.7.17 Задание двумя резисторами режима генератора на 1 Hz

где T в секундах, а внутренний делитель \(n_{DIV}\) микросхемы определяется 16 из DIVCODE по соотношению \(n_{DIV}=2^{3k}\) , т.е. здесь \(n_{DIV}\)=512 . Потребляет ИМС немного: ненагруженная схема ест около 0.1 mA . [* А делитель установки режима сколько ест ? ] .

Чуть дальше в этой части есть другой пример, использующий LTC6991 – «Питание на час» ( рис. 7.65 ). В §7.2.4 будут показаны и другие члены семейства.

7.1.4.C Генератор + делитель частоты

Ещё один класс генераторов и таймеров использует генератор ( релаксационный ли ещё какой-нибудь ), к которому пристроен цифровой счётчик. Это позволяет формировать большие задержки, не подбирая огромных сопротивлений и емкостей. Примером подобных микросхем служат 74HC4060 и MAXIM ICM7240/50/60. Эти КМОП ИМС выдают на выход один импульс на N тактов генератора 17 , потребляя при этом доли миллиампера. Такие таймеры ( и близкие аналоги ) очень хороши для задержек от нескольких секунд до минут.

Более свежие члены данной группы - LTC6903/4 и серия DS1070/80 фирмы MAXIM. Микросхемы LTC работают при тех же напряжениях, что и LTC1799/6900 и выдают прямоугольный сигнал с полным размахом питания с частотой от 1 kHz до 68 MHz , но им уже не нужны внешние компоненты. Частота задаётся парой чисел, передаваемых по последовательной шине ( 4-разрядный множитель и 10-разрядный код частоты. Звучит, возможно, не слишком понятно, но на самом деле является тривиальной задачей для любого микроконтроллера, который в настоящее время можно обнаружить практически в любой схеме. Подробное знакомство с микроконтроллерами произойдёт в Части ##15.

DS1070/80 - серия «EconOscillators» похожа в части задания частоты с использованием последовательной цифровой линии, но хранит полученные числа в постоянной памяти, которую достаточно записать один раз, или когда требуется заменить настройки. Самым интересным представителем серии является DS1085, который позволяет задавать с помощью четырёх чисел частоту из диапазона от 8.1 kHz до 133 MHz с точностью 1/1000 . Беда в том, что общая точность этого «однокристального генератора» составляет всего 1% , т.е. разрешение при задании частоты несравнимо выше и точности, и стабильности. Данную микросхему «1%-генератора» следует рассматривать в качестве простого источника частоты для полевых условий 18 .

Существует расширенный вариант техники «деления-на-N», называющийся фазовая автоподстройка частоты ( PLL ). Она разбирается в §7.1.8.B и в Части 13 .

7.1.4.D Генераторы, управляемые напряжением

Следующим классом ИМС генераторов являются «генераторы, управляемые напряжением» ( VCO ), выходную частоту которых можно подстраивать в некоторых пределах входным управляющим напряжением. Данный принцип использовался в генераторе на 555, где для зарядки конденсатора использовался источник тока. Несколько дополнительных компонентов позволили бы управлять током с помощью внешнего сигнала. Задач для управляемых напряжением генераторов существует великое множество, потому много и самых разных предложений от производителей микросхем. Некоторые варианты имеют частотный диапазон свыше 1000:1 . Примерами могут служить оригинальный NE566 и более поздние разработки ICL8038, MAX038, XR2206/7 и 74LS624-9.

Скажем, серия 74LS624 выдаёт прямоугольный сигнал до 20 MHz и использует для задания исходной частоты внешнюю RC цепь. «Горячий» VCO типа 1648 достигает 200 MHz , в гигагерцовом диапазоне используются методы, основанные на диодах Ганна и YIG генераторах.

Если важна линейность, можно взять прецизионные преобразователи напряжение-частота AD537, LM331 или AD650 с нелинейностью 0.15, 0.01 и 0.005% соответственно. Большая часть VCO использует зарядку и разрядку конденсатора током, а значит, позволяет получить на выходе треугольный сигнал. Классический XR2206 фирмы Exar идёт ещё дальше. В нём есть несколько «мягких» ограничителей, которые деформируют треугольник до чего-то отдалённо напоминающего синус. Фирма называет результат синусопохожим . В зависимости от номиналов внешних компонентов можно получить сигнал от долей герца и до 1 MHz 19 с диапазоном перестройки 1000:1 и температурным коэффициентом частоты 0.002%/°C . Их можно использовать и как генератор треугольного сигнала с возможностью подстройки скважности от 1 до 99% .

==435

В Части 13 будут описаны некоторые дополнительные методы построения VCO для преобразования напряжения в частоту. Они относятся к синхронным , т.е. требуют внешнего источника стабильной частоты. Импульсы с такого источника пропускаются на выход или блокируются в такой пропорции, чтобы средняя частота на выходе была пропорциональна напряжению на входе, см. §13.8.1 и §13.9 .

Микросхемы VCO иногда имеют довольно неудобную привязку управляющего напряжения ( например, к положительному питанию ) и сложные схемы симметризации выходного синусоидального сигнала. По мнению авторов самый лучший VCO ещё не придуман. Многие ИМС можно включать с кварцевым кристаллом для большей точности и стабильности. В такой схеме кристалл ставится вместо конденсатора.

VCO можно делать и не на релаксационных цепях ( т.е. не на токовом управлении ). LC генератор из §7.1.5.D подстраивается с помощью варакторов или конденсаторов переменной ёмкости с электрическим управлением. Правда, диапазон подстройки гораздо уже ( обычно 1...10% ). Ещё скромнее диапазон «сдвига» частоты кварца - порядка 0.01% . Прочие варианты ( на диодах Ганна, диэлектрических резонаторах, YIG генераторах, цепочках инверторов с управлением по питанию и прочие ) позволяют регулировать частоту различными способами и являются основой для синтеза частот на основе фазовой автоподстройки ( §13.13 ).

7.1.5 Генераторы синусоидального сигнала

Для многих задач требуется синусоидальный сигнал, а не прямоугольный, треугольный или какой-либо иной. Примерами таких задач могут служить тестовое и измерительное оборудование для звуковых схем, радиосвязь, медицинская техника и научные приборы. Здесь часто говорят о спектральной чистоте и гармонических искажениях [* см. §7.1.10 ] , которые описывают степень отклонения сигнала от идеального синуса.

Релаксационные RC генераторы, рассматривавшиеся до настоящего момента, создавали не синусоидальный сигнал. У них на выходе естественным образом получается линейно ( или экспоненциально ) меняющееся напряжение или прямоугольный сигнал. В §7.1.4.D описывался применяемый в ИМС XR2206 метод получения приближенного к синусоидальному сигнала - последовательное сглаживание на нескольких цепях мягкого ограничения уровня. Такой же подход используется в некоторых аналоговых функциональных генераторах 20 . Но существуют генераторы, создающие синус непосредственно, плюс имеются методы превращения прямоугольных сигналов в синусоидальные.

Примерами генераторов синусоидального сигнала являются мост Вина ( в нём используются простые резисторы и конденсаторы ), генераторы на резонаторах ( резонансные LC контуры, кварцевые кристаллы, коаксиальные и даже атомные резонаторы ) и метод прямого цифрового синтеза ( DDS ).

В этом параграфе будут рассматриваться приёмы создания синусоидальных сигналов, начиная с получения синуса из меандра ( и прочих несинусоидальных колебаний ) и заканчивая прямой генерацией синусоидального сигнала. Чуть дальше ( §7.1.9 ) рассматриваются квадратурные генераторы , которые выдают пару сигналов со сдвигом фаз 90° .

7.1.5.A Синус из прямоугольника

Здесь надо просто пропустить прямоугольный ( или какой он там ) сигнал через ФНЧ и удалить из спектра все частоты, кроме основной. Метод очевиден, если вспомнить, что любой периодический сигнал с частотой \( f_0\) 21 может быть представлен в виде набора синусоидальных частотных компонент ( ряд Фурье ), причём каждая будет со своей частотой и фазой. Если сложить все компоненты вместе, то на выходе получится исходный сигнал [* следует также помнить, что набор компонент бесконечен, и потеря любого их числа приведёт к неполному восстановлению формы исходного сигнала ] . Компонента с наименьшей частотой ( имеющая тот же период, что и исходный сигнал) называется основной , а все остальные с более высокими частотами, кратными основной, - «гармониками». Множители у гармоник целые, т.е. имеем ряд 2\( f_0\) , 3\( f_0\) , и т.д. Таким образом, периодический сигнал произвольной формы можно привести к синусоидальному, пропустив через ФНЧ со срезом, лежащим выше основной частоты \( f_0\) , но ниже второй гармоники 2\( f_0\) 22 . В такой схеме будет выделена только основная синусоидальная компонента.

==436

Если фильтр способен задержать большую часть высокочастотного спектра, то на выходе будет неплохой синусоидальный сигнал. В Части _6 говорилось, что фильтры нижних частот можно делать по-разному. Можно собрать пассивный фильтр «непрерывного времени» из набора отдельных индуктивностей и емкостей, либо, если речь идёт о достаточно низкой частоте, по схеме активного фильтра, либо фильтр «дискретного времени» на переключаемом конденсаторе, либо чисто математическими методами цифровой обработки сигналов.

В качестве иллюстрации соберём генератор с частотой 1 kHz на 555 ( по схеме 7.10 A с \(R\)=75 kΩ и \( C \)=10 nF ) и поставим ему на выходе активный ФНЧ непрерывного времени ( «Баттерворт» 8-го порядка ) со срезом на частоте 1.5 kHz . Результат выглядит довольно прилично, а измерения дают 0.6% искажений 23 . Такой путь предполагает построение достаточно сложных электронных схем и не позволяет «играть» частотой ( выбор частоты среза ограничивает возможность перестройки генератора диапазоном ±25% ).

Фильтры на переключаемом конденсаторе гораздо проще в использовании и, к тому же, доступны в виде дешёвых ИМС. Вместо R и C для задания полосы пропускания используется тактовая частота. Именно она определяет частоту среза. На рис. 7.18 приведена схема простого устройства, в котором фильтр на переключаемом конденсаторе MAX294 превращает прямоугольный сигнал в синусоидальный. Частота среза MAX294 равняется \( f_{CLK}\)/100 , поэтому на тактовый вход подаётся частота в 128 раз большая, чем требуемый сигнал. Частота среза при этом равна 1.28×\( f_{IN}\) . Результат работы схемы показан на рис. 7.19 . Измеренный уровень искажений составляет 0.03% .

Рис.7.18 Генератор синусоидального сигнала на следящем фильтре низких частот. MAX294 ( или аналогичный MAX293, или LTC1069-1 ) - это эллиптический фильтр 8-го порядка на переключаемом конденсаторе, которому не нужны внешние компоненты
Рис.7.19 Сигналы в схеме 7.18 : прямоугольный сигнал 1 kHz ( \( f_{OSC}\)/128 ) на входе и синусоидальный после фильтра нижних частот, амплитуда которого равна уровню основной частотной компоненты входного меандра, т.е. в 4/π раз больше. По горизонтали 400 μs/div , по вертикали 2 V/div

Данная схема не только проще, чем аналоговый вариант, она обеспечивает предсказуемую амплитуду на выходе 24 и возможность настройки. Последнее свойство становится возможным, потому что фильтр управляется частотой на тактовом входе ( отслеживает её). Характеристическая точка устанавливается на уровне 1.28×\( f_{IN}\) независимо от изменения частоты на входе 25 . Диапазон изменения частоты 555 в данном устройстве равен 10 , изменения уровня искажений в диапазоне от 100 Hz до 100 kHz не превышает 0.1% .

7.1.5.B Мостовой генератор Вина

Для низких и средних частот очень удобным источником синусоидального сигнала с малыми искажениями служит мостовой генератор Вина ( рис. 7.20 ). Идея заключается в создании усилителя с обратной связью, имеющей на нужной частоте сдвиг фазы . Осталось подстроить усиление в петле обратной связи так, чтобы появились самоподдерживающиеся колебания. Для одинаковых величин \(R\) и \( C \) усиление по напряжению должно в точности равняться +3.00 . Для меньших значений колебания будут затухать, а для больших выход будет насыщаться ( ограничиваться на уровнях питания ). Пока усилитель находится в линейном режиме, искажения будут низкими. Иначе говоря, нельзя допускать полного размаха сигнала. Без целенаправленного контроля усиления, сигнал на выходе будет расти до тех пор, пока общее усиление не снизится до 3.0 за счёт ограничения. Предлагается контролировать усиление с помощью обратной связи с большой постоянной времени.

Рис.7.20 Генератор Вина с малыми искажениями. (A) Регулирование амплитуды с помощью лампы накаливания. (B) Регулирование амплитуды с помощью переменного резистора на полевом транзисторе с p-n переходом

==437

В первой схеме в качестве элемента обратной связи с переменным сопротивлением используется лампа накаливания. Рост выходного напряжения вызывает небольшой нагрев нити накаливания, увеличивает её сопротивление, и, соответственно, чуть уменьшает усиление в неинвертирующем включении. Для звуковых частот выше 1 kHz схема имеет менее 0.003% искажений. Дополнительные детали можно найти в заметке по использованию ##AN5 ( 12/84 ) и ##AN43 ( 6/90 ) фирмы LTC 26 .

На второй схеме амплитудный дискриминатор, состоящий из делителя и диода, заряжает RC цепочку с большой постоянной времени. Напряжение на затворе управляет усилением, регулируя сопротивление канала полевого транзистора. Для небольших изменений напряжения полевой транзистор ведёт себя подобно переменному сопротивлению ( см. ##§3.2.7 ). Большая постоянная времени ( здесь 2 секунды ) нужна, чтобы подавить искажения, потому что быстрая обратная связь будет искажать форму выходного сигнала, пытаясь регулировать его амплитуду внутри каждого периода частоты.

Ещё один интересный способ управления амплитудой показан на рис. 7.21 , где обратная связь по усилению замыкается через фоторезистивную оптопару. Она состоит из излучающего светодиода и резистивного фотоэлемента, обеспечивающих хорошую линейность ( < 0.1% искажений для приложенного напряжения < 1 Vrms ) в полосе нескольких декад сопротивления в соответствии с током светодиода. В отличие от кремниевых компонентов фотоэлемент - штука небыстрая по самой своей природе ( для использованной модели - десятки миллисекунд ), что в данном случае только в плюс.

Рис.7.21 Фоторезистивная оптопара предоставляет ещё один способ управления амплитудой мостового генератора Вина ( с любезного разрешения Стива Сёвина ( Steve Cerwin ))

Автор заявляет, что аккуратная конструкция позволяет снизить искажения до долей ppm . Для таких цифр требуется высокий коэффициент усиления ( т.е. композитная схема ) и подавление остаточных искажений. Подробности можно узнать в Linear Technology Magazine, Feb. 1994, стр. 26-28.

Схема со сверхнизкими искажениями

Авторы скептически относятся к подобным заявлениям 27 . Но, так или иначе, внимание к деталям позволяет дотянуться до единиц ppm ( 0.0001% ), используя достаточно распространённые компоненты и приёмы. На рис. 7.22 показана схема, которая была разработана и протестирована в рамках проверки данного утверждения.

Рис.7.22 Мостовой генератор Вина ( 1 kHz ) с необычайно низкими искажениями ( < 0.001% ). Для достижения наилучших параметров в состав \(R_5\) включён подстроечный потенциометр, позволяющий оптимизировать регулирующее сопротивление ПТ \(Q_1\)

Разработка началась со схемы на двух ОУ, использовавшей преимущества инвертирующего включения: снижение искажений за счёт исключения синфазных составляющих, всегда присутствующих в неинвертирующей схеме. За основу взят OPA627. Это быстрый ( \( f_T \)=16 MHz ), малошумящий ( \(e_n\)=4.5 nV/\(\sqrt{Hz}\) ) усилитель с низким входным током ( \(I_B\)≈1 pA ), имеющий основное преимущество в виде исходно низких искажений ( 0.00003% ) в схеме повторителя для сигнала 10 V@1 kHz и способный работать при ±15 V . В данной задаче предпочтительно работать именно с большими сигналами, чтобы уменьшить влияние шума на чистоту сигнала.

==438

Для такой схемы незатухающие колебания появляются при усилении по напряжению в \(IC_2\) на уровне –2.00 . Номинал \(R_5\) выбран на 5% ниже критического, с тем чтобы последовательно включённый ПТ работал управляемым переменным сопротивлением 1 kΩ . На транзистор подаётся синусоидальный сигнал 100 mV ( пик-пик ), который достаточно мал, чтобы транзистор оставался в линейной области. Кроме того, затвор подключается через линеаризирующий делитель \(R_3R_4\) ( ##§3.2.7.A ). Амплитудой управляет интегратор \(IC_3\) , на который приходят импульсы тока с делителя, подключённого к опорному уровню –5V . Ток возникает, когда сигнал на выходе \(IC_2\) достигает 2V . Идущий в отрицательную область сигнал с интегратора [* интегратор инвертирует полярность ] смещает затвор ПТ вниз относительно потенциала виртуальной земли на истоке. Сопротивление канала транзистора при этом растёт, снижая усиление \(IC_2\) и пытаясь стабилизировать выход по амплитуде 28 . Для указанных номиналов минимальное сопротивление ПТ ( т.е., при \( V_{GS}\)=0 ) \(R_{ON}\) должно быть меньше 1 kΩ , что требует минимальной крутизны \( g_m\)=1 mS ( см. ##§3.2.7 ). Паспортные данные на 2N5458 указывают минимальную крутизну \( g_m\)=1.5 mS , что гарантирует автоматический запуск генератора. Авторы пристегнули инвертирующий каскад с G=5 , чтобы получить на выходе удобную для работы амплитуду 10 V .

Схема работает «из коробки» [* отечественный эквивалент: «правильно собранная схема в наладке не нуждается»] . Она сразу выдаёт правильную частоту и амплитуду ( 1 kHz@10 V ) и правильную форму сигнала. Измеренное значение THD ( общие искажения ) составляют 0.002% 29 . Прежде чем праздновать успех, были опробованы следующие варианты.

  1. Плёночный конденсатор заменялся керамическим ( с диэлектриком X7R ). При этом гармоники возрастали на два порядка до 0.22% ! 30 .
  2. Амплитуда сигнала на ПТ уменьшалась до 50 mVpp ( \(R_5\) увеличивался до 19.6 kΩ ), что в два раза снижало искажения - до 0.001% . Данное изменение было оставлено в рабочей схеме, и дальнейшие эксперименты шли уже с ним.
  3. Отношение \(R_3/R_4\) было подправлено для уменьшения амплитуды второй гармоники ( основной вклад в искажения ). Уровень THD снизился до 0.0002% , т.е. до –114 dB от уровня сигнала или до двух частей на миллион ( 2 ppm ).
  4. Наконец, чтобы оценить эффект от линеаризирующего делителя в затворе был исключён \(R_4\) . Искажения подскочили в 50 раз до 0.01% .

Некоторые важные выводы. Если нужны возможно меньшие искажения, необходимо:

  1. избегать дешёвых керамических конденсаторов,
  2. использовать линеаризирующие цепи в затворе ( вычитать \( V_{DS}\)/2 из \( V_{GS}\) ) , и
  3. уменьшать сигнал на ПТ в режиме переменного резистора, желательно, ниже 100 mV ( но это вызовет рост времени установления амплитуды ).

Основной вклад в искажения, даже после подстройки, вносит нелинейность полевого транзистора, поэтому снизить THD в ещё большей степени можно, уменьшая рабочую амплитуду генератора до, скажем, 0.5 V . Цена вопроса - увеличение относительной доли широкополосного шума операционного усилителя, имеющего фиксированный уровень 31 .

7.1.5.C RC генератор на сдвиге фаз

==439

В отличие от релаксационного генератора, в котором постоянная времени \(RC\) вместе с пороговым переключением напряжения создаёт колебания, генератор Вина использует фазосдвигающие свойства RC цепи в схеме с положительной обратной связью, которая выбирает рабочую частоту. Та же идея лежит в основе генераторов на сдвиге фаз : цепочка из нескольких резисторов и конденсаторов охватывается обратной связью с усилением. Итоговая частота колебаний определяется временными свойствами RC цепи, см. рис. 7.23 .

Рис.7.23 Генератор на сдвиге фаз. Три RC секции создают сдвиг фаз 180° , который превращается в положительную обратную связь инвертирующим усилителем

Три RC секции вызывают запаздывание фазы, которое увеличивается с ростом частоты, достигая 180° при \(ω\)=2.4/(\(RC\)) , причём RC цепочки ослабляют сигнал в 26 раз 32 . Оставшиеся 180° добавляет инвертирующий усилитель, он же восполняет потерю амплитуды ( здесь используется консервативное значение G=–36 ). Схема возбуждается на частоте 1 kHz , формируя обрезанный синусоидальный сигнал с достаточно большими искажениями, достигающий уровней питания ±5V . На выходе последней RC секции сигнал уже вполне синусоидальный, а после вспомогательного усилителя достигает амплитуды ±1V и имеет искажения на уровне 0.9% .

Для фанатов генераторов на сдвиге фаз есть масса вариантов: на дискретных транзисторах, с обратной связью с ограничением по амплитуде и т.д. Приведём ещё один генератор, построенный по этому принципу ( рис. 7.24 ). Здесь как всегда инвертирующий интегратор даёт задержку фазы 270° , поэтому нужны только две RC секции, чтобы замкнуть обратную связь с нужной фазой. Амплитуда ограничивается встречно параллельно включёнными диодами. Как и в схеме 7.23 , сигнал снимается с последней секции, где искажения минимальны. Схема выдаёт синусоидальный сигнал 1 kHz@1V с искажениями 1% . Если диодный ограничитель передвинуть и поставить параллельно первому конденсатору 39 nF , то на выходе интегратора сигнал станет синусоидальным, но с фазой, задержанной на 90° относительно выходного ( т.е. он будет инвертированным косинусоидальным ). В итоге схема будет давать «квадратурную пару» ( §7.1.9 ), но с разными амплитудами.

Рис.7.24 Вариант генератора на сдвиге фаз. Интегратор добавляет 90° к задержке фазы ( и инвертирует её) после двух RC секций. ( С разрешения Тони Вильямса ( Tony Williams ))

7.1.5.D LC генераторы

На высоких частотах ( выше мегагерца ) преимущественным методом получения синусоидальных сигналов становится использование резонансных цепей. Резонаторы могут быть электрическими ( LC цепи ), электромеханическими ( пьезоэлектрические кварцевые кристаллы ) и даже атомно-молекулярными ( устройства на парах рубидия или атомах водорода ). Некоторые из резонаторов настраивать легко ( LC ), частоты других фиксированы достаточно жёстко ( кварцевые кристаллы ). Резонансные генераторы принципиально отличаются от описанных ранее RC схем. Они основаны на элементах, изначально имеющих некоторую резонансную частоту, в то время как RC цепи являются нерезонансными времязадающими и фазосдвигающими элементами. Т.к. резонансы могут быть очень узкими по частоте и стабильными во времени, они хорошо подходят для построения источников опорной частоты.

Разговор начнётся с LC генераторов, которые играют важную роль в связных устройствах. В таких схемах настроенные LC контуры подключаются к усилителю, который обеспечивает усиление на частоте резонанса, а общая положительная обратная связь поддерживает незатухающие колебания. Такие конструкции запускаются автоматически.

==440

Две популярные схемы приведены на рис. 7.25 . Первая называется генератором Колпитца 33 и состоит из параллельного LC контура на входе с положительной обратной связью с выхода ( фаза инвертируется на полевом транзисторе ). Схема настроена на 20 MHz , искажения составляют –60 dB . Вторая схема - генератор Хартли на npn транзисторе. Частота настраивается конденсатором переменной ёмкости. Схема с общей базой сигнал не инвертирует, поэтому и сигнал обратной связи имеет прямую полярность. Обе схемы используют трансформаторную развязку : буквально несколько витков провода работают как понижающий трансформатор.

Рис.7.25 Популярные схемы LC генераторов. (A) Генератор Колпитца на конденсаторе с центральным отводом. (B) Генератор Хартли на индуктивности с центральным отводом

Третья схема ( рис. 7.26 ) - генератор с эмиттерной связью ( генератор Пельца ) на элементе ’1648 из цифрового семейства ECL III – «генераторе, управляемом напряжением» 34 . Схему можно рассматривать в качестве неинвертирующего дифференциального усилителя с обратной связью. Частоту задаёт резонанс параллельного LC контур, который равен \( f_0=1/( 2π\sqrt{LC} ) \). Рабочий диапазон достигает 200 MHz . Справочные данные сулят «высокую спектральную чистоту», но авторы находят её в лучшем случае средней, если сравнивать с генератором Клаппа на ПТ ( см. схему 7.29 и графики на рис. 7.30 ).

Рис.7.26 Генератор на эмиттерно-связанной логике. Это упрощённая версия ИМС MC1648 из логического семейства ECL III

Электрическая настройка

LC генератор можно настраивать в некоторых пределах электронными методами. Для таких задач в резонансный контур вставляют «конденсаторы, управляемые напряжением» ( варакторы ). Физически таким конденсатором является обратно смещённый диод: ёмкость p-n перехода снижается по мере роста обратного напряжения ( ##§1.9.5.B bad_link ). В качестве варактора может работать любой диод, но можно взять модель, специально предназначенную для этой задачи. Характеристики нескольких ярких представителей приведены на рис. 7.27 , а на рис. 7.28 показано, как реализовать электрическую подстройку ±1% на варакторе ( в примере приводится генератор Армстронга на ПТ с трансформаторной связью с истока ). Диапазон подстройки принудительно сужен, чтобы улучшить стабильность. Именно поэтому конденсатор фиксированной ёмкости имеет номинал 100 pF , а варактор - 15 pF . Отметим большой номинал смещающего резистора ( чтобы ток смещения не нагружал генератор ) и блокировочный конденсатор.

Рис.7.27 Обратно смещённые диоды имеют ёмкость перехода, которая зависит от приложенного напряжения. На графике показаны параметры некоторых настроечных диодов – «варакторов». Изогнутые сплошные линии характерны для моделей со «слишком резким», близким к обычным диодам поведением

Рис.7.28 LC генератор с варакторной подстройкой

Типичные варакторы имеют максимальную ёмкость в районе от нескольких пикофарад до нескольких сотен пикофарад, а диапазон её изменения примерно 3:1 ( хотя встречаются модели с отношением, доходящим до 15:1 ). Резонансная частота LC контура обратно пропорциональна квадратному корню из ёмкости, поэтому максимальные величины перестройки оставляют 4:1 , а типовые цифры ближе к ±25% .

==441

В схемах на варакторах резонатор ( и цепи подачи постоянного управляющего смещения ) подключается непосредственно к варактору, с тем чтобы изменение ёмкости последнего прямо влияло на частоту. Такой способ управления несколько искажает форму колебаний и, что важнее, привносит определённую зависимость частоты колебаний от их амплитуды. Чтобы минимизировать эффект, амплитуду колебаний следует ограничивать и повышать её позднее, если требуется. Кроме того, стоит подавать на варактор возможно больший смещающий потенциал ( более вольта ), чтобы напряжение генерации выглядело небольшим на его фоне.

Рис.7.29 Малошумящий LC генератор на полевом транзисторе, используемый в схеме фазовой автоподстройки частоты ( см. §13.13 ). Данная схема имеет очень высокое подавление боковых полос, что хорошо видно по спектру на рис. 7.30

Дополнительным приёмом, позволяющим снизить эффект «амплитуда-частота», является использование пары встречно включённых варакторов, которые будут менять свою ёмкость в противоположных направлениях. Подход иллюстрируется схемой 7.29 ( см. также рис. 6.8 ). На ней изображён малошумящий генератор, который стоит в петле фазовой автоподстройки ( §13.13 ) и играет роль «местного генератора» , обеспечивая приёмник радиотелескопа чистым сигналом 60 MHz . Генератор собран по схеме Клаппа. Частота задаётся последовательной цепью \(L_1C_1\) , причём параллельно \( C_1 \) стоят два встречно соединённых варактора. Управляющий потенциал подаётся через \(R_2\) . Оба диода при этом смещаются в обратном направлении ( относительно заземлённых анодов ). На каждый из варакторов одинаковой ёмкости приходится половина амплитуды колебаний, но почти одинаковое изменение емкостей ( если, конечно, сигнал не слишком велик ) идёт в разных направлениях. Итоговое изменение по большей части нивелирует изменение общей ёмкости последовательной пары, а значит, и искажения вместе с подёргиваниями частоты. Измеренный уровень чистоты сигнала примерно на 10 dB лучше, чем у хорошего коммерческого синтезатора частоты HP3325A. На рис. 7.30 приведён выходной спектр. Для сравнения показан сигнал с MC1648 с эмиттерно-связанным генератором с такими же LC компонентами и с такой же рабочей частотой 35 .

Рис.7.30 Частотный спектр генератора на полевом транзисторе с рис. 7.29 в сравнении с биполярным генератором на ECL элементе MC1648. По горизонтали 200 kHz/div , по вертикали 10 dB/div

Генераторы с электрическим управлением активно используются в частотной модуляции и схемах фазовой автоподстройки радиочастотного диапазона, подобных приведённой. Теме ФАПЧ посвящена глава в Части 13 .

Для общего образования следует упомянуть близкого родственника LC генераторов, называемого «генератором камертонного типа» . Он использует высокодобротные колебания настроенной металлической вилки [* двузубой] в качестве частотозадающего элемента. Такая конструкция находит применение в качестве низкочастотных стандартов ( и позволяет получить стабильность на уровне единиц ppm в термостатированной среде ) и механических часах [* и, добавим, в музыке - те самые «камертоны»] . В электронике данная конструкция была вытеснена кварцевыми резонаторами, которые рассматриваются ниже ( §7.1.6 ). Интересно, что низкочастотные кварцевые кристаллы ( например, на «часовую» частоту 215=32'768 Hz ) колеблются в механическом камертонном режиме.

==442

7.1.5.E Паразитные генераторы

Предположим, вы только что собрали отличный усилитель и подали на вход синусоидальный сигнал и наслаждаетесь чистым синусом на выходе. Вы переключаете генератор в режим прямоугольного сигнала, но на выходе усилителя по-прежнему синус! Внезапно! Оказывается, это не усилитель, а одна большая проблема.

Паразитное возбуждение не всегда столь очевидно, как в описанном случае. Часто оно проявляется как размытость формы некоторой части сигнала, как неправильная работа источника тока, необъяснимое смещение операционного усилителя, или отличная работа с подсоединённым щупом осциллографа и неправильное поведение в его отсутствие. Все эти аномалии - свидетельство паразитного высокочастотного возбуждения незваного генератора Хартли или Колпитца, которые самозарождаются в резонансных контурах, образованных индуктивностями выводов и межэлектродными емкостями.

Схема на рис. 7.31 показывает, как источник тока может превратиться в генератор. Такая конфигурация сложилась на одной из лабораторных работ, когда параметры стандартного источника тока начали измерять древним стрелочным авометром. Ситуация выглядела как слишком сильное ( 5..10% ) изменение тока при изменении напряжения питания в рабочих пределах, причём проблема «излечивалась» простым прикосновением к выводу коллектора. Ёмкости измерительной головки и перехода коллектор-база транзистора образовывали резонансный контур с индуктивностью той же самой измерительной головки и запускали классический генератор Хартли, обратную связь в котором обеспечивала ёмкость коллектор-эмиттер. Небольшой резистор последовательно с базой снижал высокочастотное усиление в схеме с общей базой и подавлял тем самым генерацию. Это, кстати, один из возможных методов борьбы с напастью.

Рис.7.31 Самозародившийся генератор Хартли мешает работе источника тока

Предпосылкой для возникновения паразитного возбуждения является наличие усиления в активных цепях. Следует немедленно насторожиться в случае неожиданного и странного поведения таких схем. Иногда можно видеть признаки возбуждения на каких-то конкретных участках сигнала. По мере накопления опыта становятся заметнее симптомы возбуждения ОУ ( обычно в окрестностях \( f_T \) , т.е. где-то в районе мегагерц ) или малосигнальных транзисторов ( на десятках и сотнях мегагерц ).

«Наводки»

Очень легко 36 ошибиться, приняв за генерацию наводки самых разных видов. Они также вызывают искажение и размытие формы сигналов. Если есть подозрение на наличие наводок, то следует, во-первых, проверить их на совпадение с частотой силовой сети ( 60 или 120 Hz 37 ), что является чётким признаком сетевой наводки [* #бывают варианты, к счастью, редко] . Каналом передачи обычно служит емкостная связь с какой-либо высокоомной точкой схемы или индуктивная связь цепи, образующей контур, через который проходят линии внешнего магнитного поля. Третья возможность - контуры в цепи земли ( различные части схемы, опирающаяся на местные потенциалы земли, которые неожиданно оказываются не равны между собой ). Даже в хорошо разведённой печатной плате последняя причина может доставить серьёзные проблемы, когда к прибору подключается внешнее устройство, которое запитывается от другой электрической розетки. Высокочастотные наводки тоже достаточно распространённое явление. Чаще всего их распространяют ключевые источники питания ( они рассматриваются в Части _9 ), и в этом случае частота наводки лежит в диапазоне 20 kHz...1 MHz . Кроме того, речь может идти о радиочастотных наводках от теле- и радио-вещательных станций ( для США это диапазоны 0.5–1.7 MHz для AM, 88–108 MHz для FM и 55–700 MHz для телестанций ).

1 В случае TLC3702 или LMC6762. <-

2 В схеме присутствует положительная обратная связь, которая заставляет ОУ переключаться между состояниями положительного и отрицательного насыщения. <-

3 Если интересен минимально возможный ток потребления, можно взять LPV7215. Он работает за менее чем 1 μA тока, но имеет время распространения ∼10 μs . Чтобы получить малый рабочий ток всей схемы потребуется увеличить номиналы резисторов до, скажем, ∼10 MΩ . Это вполне приемлемое значение, потому что входной ток компаратора меньше 1 pA . <-

4 Например, в справочных данных на 74HC4060 или в предыдущей редакции этой книги. <-

5 В спецификации есть и величины для каждого порога, и точность у них та же: порог для возрастающего фронта лежит между 1.8 и 3.5 V , а для спадающего - между 1.0 и 2.5 V [* для питания +5V ] . <-

6 Термин «прямоугольный» используется, чтобы отличить сигнал от аналоговых явлений, например, экспоненты заряда на конденсаторе. В данном случае сигнал 2/3 времени находится в состоянии ВЫСОКИЙ и 1/3 - в состоянии НИЗКИЙ. <-

7 Напряжение питания биполярного ZSCT1555 может быть и ниже, а некоторые КМОП версии могут работать от 0.9V , см. табл. 7.1 . <-

8 Исправленные версии громко заявляют об этом в своих справочных данных, как, например, MC1555 IttyBitty™ RC Timer/Oscillator фирмы Micrel: «Иголки от сквозного тока на входе отсутствуют». <-

9 «Эта музыка будет вечной если я заменю батарейки» <-

10 Измерения показали, что напряжение не опускается ниже порога, если проводить разряд в течение 1 μs для LMC555, 5 μs для ICL7555 и 10 μs для биполярного 555. <-

11 Это PTAT элемент, т.е. ток пропорционален абсолютной температуре. <-

12 Так как разработки это современные, альтернатив корпусам для поверхностного монтажа нет. Это недостаток, если требуются удобные для макетирования корпуса со штыревыми выводами. Но новые разработки выпускаются только в SMT формате. <-

13 SOT23 - идеальный для макетирования корпус [* среди поверхностных] . Он достаточно велик, и для монтажа подходит обычный паяльник. <-

14 Или можно взять ЦАП с выходом по напряжению, если требуется электронное управление. <-

15 Это, как бы помягче, интересная схема. Почему нельзя было использовать ещё два вывода и задавать режим так же, как в LTC1799 (GND, Vcc или обрыв )? Две дополнительные ноги. Зацикленность разработчиков на уменьшении числа выводов и размеров корпуса в дополнение к отказу от последовательных интерфейсов вынудила их выбрать аналоговую схему с внутренним АЦП. Было бы приятнее видеть 8-ногий SOIC ( и DFN ) с тремя уровнями на выводах управления, что позволило бы задать 27 режимов работы без использования внешних элементов. Кстати, DFN-8 занимает меньше места, чем DFN-6 с двумя резисторами. LTC перемудрила саму себя. <-

16 Допустимое значение k от 0 до 7 . Подробности в справочных данных. <-

17 А именно: для 74HC4060 десять коэффициентов N\(=2^k\) , где k лежит в диапазоне от 3 до 13 ( 10 пропущено ); для ICM7240 любое N от 1 до 255 ; для ICM7242 N=2 и N=128 ; для ICM7250 любое N от 1 до 99 ; для ICM7260 N=60 . <-

18 Гораздо лучшую точность обеспечивают кварцевые генераторы ( §7.1.6 ) с делителем. Отличным примером, к сожалению, уже снятым с производства является серия «кварцевых генераторов с выбором частоты» SPG фирмы Epson. Они позволяли задать нужный делитель, подключая шесть управляющих выводов к земле или к уровню питания. <-

19 MAX038 работал аналогично, но верхняя граница составляла 20 MHz . Его исчезновение было крайне огорчительно. Некролог на сайте Maxim сообщил: «Данная микросхема выпускалась на сторонней фабрике с использованием техпроцесса, который теперь недоступен». <-

20 Такой способ «порчи» треугольного сигнала диодным ограничителем даёт посредственный синус, его искажения редко опускаются ниже 1% . Для сравнения, аудиофилы требуют усилителей с уровнем искажений ниже 0.1% . Чтобы проверять компоненты звукового тракта с такими параметрами, требуется источник чистого синусоидального сигнала с остаточными искажениями ниже 0.01% . <-

21 Ладно, ладно, почти любой. Математики мастера находить всякие вырожденные функции, чтобы оспорить любые недостаточно точно определённые утверждения. В данном случае следовало бы написать что-нибудь типа: «Любой добропорядочный ( well-behaved ) периодический сигнал». Впрочем, можно сформулировать смелее: «Любой периодический сигнал, который можно воспроизвести с помощью электронного устройства». <-

22 Для симметричных сигналов в зависимости от вида симметрии ряд Фурье может состоять только из нечётных гармоник. В таком случае первой гармоникой будет 3\( f_0\) . Для меандра ( прямоугольного сигнала со скважностью 50% ) имеет место именно такое разложение. <-

23 Установление среза на частоте 1.2 kHz снижает искажения до 0.1% или до -60 dBc ( dB-to-carrier ). <-

24 Она определяется первым членом разложения Фурье, и для прямоугольного сигнала \( A(pp)=(4/π)Vcc\) или 2.25 Vrms . <-

25 Очень интересный вариант схемы приводится в справочных данных на LTC1799. Там следящий ФНЧ на переключаемом конденсаторе представлен в виде фильтра-пробки с частотой задержания 3\( f_0\) , чтобы дополнительно ослаблять самую мощную гармонику в прямоугольном сигнале. <-

26 Возможность использования лампы для стабилизации генератора Вина была обнаружена и запатентована (#2,268,872 ) Вильямом Хьюлиттом ( William Hewlett ) в 1942г. Итогом исследования стал коммерческий звуковой генератор 200 A, который Хьюлитт продавал в партнёрстве с Дэвидом Паккардом ( David Packard ) за $54.40. Интересно, что цена появилась не в результате бухгалтерских расчётов. Просто партнёрам нравился слоган «54-40 или война!», который кандидат в президенты Полк использовал в северо-западных штатах США. Такая вот история. <-

27 Авторы рекомендуют относиться с благоразумным скепсисом к любым заявлениям о суб-ppm параметрах аналоговых схем. <-

28 Усиление интегратора подбиралось таким образом, чтобы частота единичного усиления петли обратной связи составляла примерно 50 Hz . <-

29 Практически исключительно вторая гармоника. <-

30 Теперь доминирует третья гармоника. <-

31 Более того, используя фоторезистивное управление, аналогичное схеме 7.21 Джим Вильямс добился снижения измеренных искажений до 3 ppm . Он добавил фильтр нижних частот между \(IC_3\) и \(R_4\) , чтобы уменьшить изменение сигнала ошибки с интегратора между циклами, см. LTC ##AN132. <-

32 Воздействие нагрузки вызывает отклонение от идеальных цифр, т.е. параметров полностью изолированных секций, которые равны \(ω=\sqrt{3}/( RC) \) для частоты и 8 для коэффициента ослабления. <-

33 Эдвин Колпитц ( Edwin H. Colpitts ), US patent 1624537. Заявка подана 1918г., но выдана только в 1927. <-

34 На самом деле это просто генератор , а чтобы менять настройку потребуется внешний варактор, включённый по показанной выше схеме. <-

35 Чтобы сохранить спектральную чистоту генератора после встраивания его в петлю обратной связи ФАПЧ, была добавлена LC ловушка, которая давит выбросы с частотой опорного генератора ( 200 kHz ) с фазового детектора. См. рис. 6.8 . <-

36 Это проще, чем можно подумать, потому что, помимо всего прочего, данное явление вызывает появление «фантомных сигналов» в цифровых осциллографах. <-

37 50 и 100 Hz , если речь идёт не об обеих Америках или некоторых других анклавах 60-герцовой сети. <-

Previous part:

Next part: