9.3 (III) Законченные интегральные регуляторы



==613

9.3.11 Выбор линейного регулятора

Фиксированный или регулируемый? 3- или 4-выводной? Обычный или с низким падением? Как выбрать нужный тип микросхемы? Вот несколько советов.

• Если низкое падение не требуется, стоит остановиться на обычном регуляторе. Брать можно и фиксированный ( 78xx/79xx, табл. 9.1 ), и регулируемый ( 317/337, табл. 9.2 ). Такие микросхемы дёшевы и устойчивы при малых номиналах проходных конденсаторов.
  • фиксированные: нет внешнего делителя, но ограничен выбор напряжений и нет подстройки.
  • регулируемые: допускают получение и подгонку любого напряжения, ограниченное число моделей, но требуют внешнего делителя.
• Если нужна регулировка от 0V , надо брать регулятор с токовой опорой, подобный LT3080.
• Если требуется малое падение ( \( V_{DO}\) ≤ 1V ), то выбор LDO очень широк ( табл. 9.3 ).

• Для входных напряжений ≥ 10 V используйте биполярные модели:
  • LT1083-85, LM1117, LM350, LM338 для допустимого падения ∼1V;
  • LT1764A и ему подобные для падения ∼0.3 V ( ознакомьтесь с предупреждением в §9.3.12 )
• Для напряжений ≤ 10 V имеется масса КМОП моделей ( как фиксированных, так и подстраиваемых ).
• Если нужен высокий КПД, высокая плотность энергии, увеличение напряжения относительно входного или его инверсия, используйте ключевые стабилизаторы и преобразователи ( §9.6 ).

• Для низковольтных сильноточных приложений стоит рассмотреть микросхемы, имеющие раздельные выводы питания управляющей части и проходного транзистора, подобные варианту на схеме 9.21. Такие модели имеют отметку в колонке «boost, bias pin» в табл. 9.3 .

9.3.12 Особенности линейных регуляторов

Интегральные регуляторы исключительно просты в использовании, а встроенная защита по перегрузке и перегреву не оставляет никаких поводов для беспокойства. Тем не менее, разработчику следует знать о некоторых особенностях таких микросхем.

9.3.12.A Разнобой в разводке

Студенты с утомительной регулярностью попадают в эту ловушку: стабилизаторы одной серии, но разной полярности, как пара 317 ( положительный ) и 337 ( отрицательный ), имеют разную разводку ( рис. 9.26 ). В случае серии 78xx/79xx это очень неудобно, т.к. крепёжный фланец в положительной серии 78xx заземлён, поэтому микросхемы можно прикручивать к корпусу или припаивать к земляным полигонам. А в отрицательных 79xx фланец соединён с клеммой входного напряжения, и монтаж корпуса превращается в серьёзную проблему ²² .



==614

Table 9.3 Low-dropout Linear Regulatorsa



==615

Notes: (a) “Low Dropout” ( LDO ) regulators typically drop <100 mV, except at the highest currents; sorted approximately by ascending Iq and Iout capability, with some family grouping; the ADJ versions of some parts have less accuracy than the fixed versions (which can be laser trimmed ). (b) 10 Hz-100 kHz, with no noise reduction cap, unless indicated otherwise. (c) input and other capacitors also required. (d) fixed voltage versions only. (e1 ) 100 Hz-100 kHz or 200 Hz-100 kHz. (e2 ) 10 Hz-10 kHz. (e3 ) 300 Hz-50 kHz. (e4 ) 10 Hz-1 MHz. ( f) with NR cap. ( f2 ) if the ADJ pin is bypassed, larger output capacitors are required, see datasheet. ( g ) output-input differential. (h) minimum load current. (k ) qty 1k or more. (m) min or max. (n ) bold italic indicates an inexpensive “jellybean.” (nV) nV/VHz, with 10 nF filter cap. (o) “load-dump”: withstands input voltage transients (or continuous inputs ) to 60 V (or 40 V for some parts ), and does not pass the spike through to the output; often associated with “automotive” parts. ( p) power good. (q) some pkgs only. ( r ) delayed reset output for ??. ( rec) recommended. ( s ) slew control. ( t ) typical. ( ti ) some of Tl's parts have an internal EEPROM, allowing quick custom factory voltage programming. ( tt ) over operating temperature range. (u ) unit qty. (v) adjustable version only. (v2 ) filter cap across feedback resistor. (w) ADJ and filter avail in 8-pin pkg. (x) reversed input voltage with excess current flow may damage part, a Schottky diode is recommended; although not marked “?,” these parts may have a reverse-diode function. (y ) check datasheet. (z) choose between two versions. ? = input-output back diode conducts, limit current; also, reverse supply not allowed, see note x^ ? = protected against reverse polarity input. Comments: A: current-programmed; ^control dropout 1.6 V max; 1 mA min load. B: 100 V for -HV version. C: -? suffix for looser tolerance and tempco, etc. D: ADP7104 suggested alternative. E: see also Tl’s TL1963A, $2.65. F: control and pass-transistor inputs. G: internal charge pump. 

==616

9.3.12.B Полярность и проходные конденсаторы

Ранее уже говорилось, что отрицательные версии регуляторов имеют иную схемотехнику выходного каскада, нежели положительные ( усилитель с общим эмиттером на npn транзисторе ). Такая конфигурация для блокировки колебаний требует выходной конденсатор большой ёмкости. В данном вопросе не надо думать или полагаться на память, а надо точно следовать инструкциям ( т.е. справочным данным ). Не путайте полярность конденсатора [* отставить смех!] и следуйте рекомендациям в следующих пунктах.

9.3.12.C Защита от смены полярности

Для двуполярных источников, безразлично стабилизированные они или нет, имеется дополнительное предупреждение. Практически любая схема получает серьёзные повреждения при переполюсовке питания. Для однополярного источника есть только один способ добиться этого: перепутать провода. Часто можно видеть на входе схемы мощный диод, защищающий именно от таких ошибок. Схема, использующая несколько напряжений, например, двуполярное со средней точкой, может получить обширные повреждения, если один источник будет закорочен на другой. Обычной неисправностью, приводящей к такому развитию событий, является пробой коллектор-эмиттер в одном из плеч мощного симметричного каскада в питаемой схеме. В такой ситуации два источника оказываются соединёнными вместе и начинают выяснять, кто из них сильнее. И, что характерно, победитель находится всегда. Напряжение на проигравшей стороне меняется на противоположное, а из устройства начинает идти дым. Даже если до серьёзной аварии дело не доходит, несимметричная нагрузка может вызвать реверс полярности после выключения питания. Для предотвращения всех этих ужасов будет разумно поставить мощные диоды (желательно Шоттки ) в обратном включении между каждым выходом источника питания и землёй, как на рис. 9.8.

Некоторые стабилизаторы спроектированы так, чтобы блокировать прохождение тока, если напряжение на входе ниже, чем на выходе. Такие ИМС отмечаются в колонке «reverse block» в табл. 9.3 чёрной точкой. Есть модели, которые блокируют ток при обратной полярности на входе. Они отмечаются белым квадратиком.

9.3.12.D Ток земляного вывода

Персональной особенностью биполярных стабилизаторов с низким падением с выходными каскадами на npn транзисторах ( рис. 9.20 ) является резкий рост тока земляного вывода, когда схема близка к границе активного режима. В этот момент выходной каскад близок к насыщению, его бета сильно снижена, а значит, требуется значительный ток базы. Явление особенно заметно на низкой нагрузке или в ненагруженном состоянии, когда от микросхемы ожидается совсем небольшой ток земляного вывода или ток покоя. Пример: биполярный LT1764A-3.3 под нагрузкой 100 mA имеет ток земляного вывода около 5 mA , а рядом с границей активного режима он возрастает до ∼50 mA . Ток покоя ( в отсутствие нагрузки ) ведёт себя аналогично и возрастает до ∼30 mA с нормальной величины ∼1 mA ²³ . Производители редко рекламируют такую «особенность» на первой странице справочных данных, но, если её поискать, то можно и найти. Описанное поведение критично для батарейных устройств.
Предупреждение: ток покоя \(I_q\) по выводу земли, указанный в табл. 9.3 предполагает лёгкую нагрузку и входное напряжение, достаточное для активного режима.

9.3.12.E Максимальное входное напряжение

В табл. 9.3 можно найти входное напряжение для более чем сотни LDO. Для низковольтных схем хорошим выбором будут КМОП регуляторы, имеющие множество моделей с фиксированными напряжениями и возможностью подстройки. Например, серия TPS7xxxx фирмы Texas Instruments включает десятки видов, каждый из которых имеет варианты с выходными напряжениями из набора 1.2, 1.5, 1.8, 2.5, 3.0, 3.3 или 5.0 V . Но соблюдайте осторожность, многие из этих микросхем имеют максимальное входное напряжение всего +5.5 V ²⁴ . Некоторые КМОП стабилизаторы допускают вход до +10 V , но для больших напряжений потребуются биполярные модели, например, LT1764A с входом от 2.7 до 20 V или LT3012 от 4 до 80 V . В §9.13.2 описывается интересный способ радикального расширения диапазона входных напряжений вплоть до +1 kV !



==617

9.3.12.F Устойчивость LDO

Полезно напомнить, что стабилизаторы с низким падением напряжения могут довольно нервно реагировать на режим фильтрации ( см. замечания в §9.3.7 ), причём поведение сильно зависит от конкретного типа. Например, в руководстве по выбору LDO фирмы Texas Instruments есть колонка «Cout», в которой можно найти пометки в диапазоне от «No Cap» до «100 μF танталовый». Признаком неустойчивости может служить неправильное или даже нулевое выходное напряжение. Последний вариант сбил с толку одного из энергичных слушателей курса, который успел поменять несколько экземпляров LP2950 ( LDO, +5V ), прежде чем разобрался, что керамический конденсатор 0.1 μF не подходит для замены танталовому 1 μF ни по ёмкости, ни по слишком низкой величине эквивалентного последовательного сопротивления ESR , см. ##§X1.3. Этот вопрос подробно обсуждается в разделе советов по использованию в справочных данных ²⁵ . Более серьёзным признаком возбуждения является избыточное напряжение на выходе. Авторы наблюдали схему с LM2940 ( LDO, +5V, 1A ), у которого на выходе стоял конденсатор 0.22 μF вместо 22 μF . Из-за самовозбуждения ИМС её выходное напряжение увеличивось до +7.5 V !

В табл. 9.3 есть две колонки, помогающие в подборе стабилизатора: «Cout(min)» и «ESR(min,max )». Но стоящие там цифры следует рассматривать как ориентиры, и их недостаточно, чтобы делать осмысленный выбор. Гораздо больше информации дают графики в справочных данных: границы устойчивой работы в зависимости от ёмкости, ESR или тока нагрузки ( см. пример на рис. 9.27 ). Изучайте такие графики внимательно!

9.3.12.G Реакция на переходный процесс

Регуляторы должны сохранять устойчивость с любой емкостной нагрузкой, которая часто составляет многие микрофарады, поэтому полоса их обратной связи ограничена ( по аналогии с цепью частотной коррекции в ОУ ). Таким образом, типичная полоса имеет ширину десятки-сотни килогерц, и для поддержания низкого выходного импеданса на высоких частотах приходится рассчитывать на проходной конденсатор. Иначе говоря, именно выходной конденсатор отвечает за поддержание постоянного уровня на выходе на коротких временных отрезках, в ответ на изменение тока нагрузки, до того момента, как регулятор начнёт на них реагировать. Особенно важно включать конденсаторы с низким ESR ( и ESL ) в набор, если нагрузка низковольтная и склонна к резким изменениям тока. Таким поведением отличаются современные микропроцессоры, способные создавать скачки тока величиной много ампер.

Данный вопрос был исследован на примере стабилизатора на 6V, 1A с использованием микросхемы MIC5191 фирмы Micrel. Измерялась реакция на резкое изменение тока между уровнями 2 и 4A и уровнями 1 и 5A . Сравнивалась работа двух макетов:

1. на печатной плате с преимущественным использованием компонентов для монтажа в отверстия и
2. на печатной плате ²⁶ с преимущественным использованием компонентов для поверхностного монтажа и дополнительными емкостями на входе и выходе ²⁷ .

Рис. 9.28/30 и 9.29/31 показывают результаты измерений. Использование большого числа конденсаторов для поверхностного монтажа ( SMT ) и слоёв фольги с низким сопротивлением и индуктивностью привело к хорошо заметному улучшению ситуации. Размах бросков выходного напряжения снизился на порядок ( с ∼40 mV до ∼4 mV для 4-амперного броска тока ), а выходное напряжение стало отклоняться от номинала на доли милливольта ( против ∼6 mV при 4-амперном броске тока ).



==618

Другая проблема возникает с реакцией на скачки напряжения по входу и прохождение иголок с выхода стабилизатора на вход. Эти параметры отличаются от данных из колонки «Regulation, line» в табл. 9.3, которые сообщают параметры подавления изменений на входе на низких частотах и при постоянном токе. Конденсаторы на входе немного помогают в этом случае, но полезнее ставить большие конденсаторы с низким ESR на выходе. Иная картина наблюдается при быстрых скачках, вызванных случайным отключением бортового аккумулятора из-за плохого соединения, коррозии или человеческого фактора в момент зарядки от генератора, в ходе которой возникают выбросы амплитудой 50 V и более, против нормального уровня 13.8 V . Такие броски проходят и на выход стабилизатора. Ещё хуже то, что они могут сжечь сам регулятор за счёт превышения максимально допустимого входного напряжения ( колонка «Vin(max)» в табл. 9.3 ). Микросхемы, специально рассчитанные на работу в таких условиях, отмечены в таблице индексом «o».

9.3.12.H Шум

Линейные регуляторы сильно различаются по уровню и спектру шума ( т.е. флуктуациям выходного напряжения ). Где-то это безразлично, например, в цифровых схемах, которые шумят по самой своей природе ²⁸ . Но для слаботочной прецизионной аналоговой электроники, очень чувствительной к помехам, существуют линейные регуляторы с выдающимися шумовыми параметрами. Например, LT1764/63 40 μVrms ( 10 Hz...100 kHz ) или ADP7102/04 15 μV . Кроме того, некоторые регуляторы выводят наружу опорный источник, позволяя добавить внешний конденсатор и подавить шум на высокочастотном конце спектра. Например, стабилизатор отрицательного напряжения LT1964 с конденсатором 10 nF покажет 30 μVrms , см. §9.3.13 .



==619

Производители по-разному специфицируют шумовые характеристики ( полосу, среднеквадратическое или амплитудное значение и т.д. ), поэтому сравнивать разные компоненты по этому параметру сложно. Авторы сделали такую попытку, добавив колонку «Vin@Vout» в табл. 9.3, но читателю следует всегда читать примечания ( и оригинальные справочные данные ).

9.3.12.I Защита при выключении

Некоторые типы регуляторов выгорают, если на их выходах висит большая ёмкость, а напряжение на входе внезапно схлопывается до нуля ( например, защитной схемой или в результате короткого замыкания ). В такой ситуации накопленный выходным конденсатором заряд начинает течь обратно в регулятор через выходную клемму. На рис. 9.32 показано, как можно защитить микросхему от порчи в такой ситуации на примере LM317. Многие разработчики не используют подобные приёмы, а они, между прочим, показывают уровень квалификации. Аналогичные проблемы возникают с внешними конденсаторами фильтров на выводе опорного источника, см. §9.3.13 ²⁹ .

9.3.13 Фильтрация шума и пульсаций

Основным источником шума выходного напряжения является флуктуации опорного напряжения усиленные с коэффициентом \( V_{out}/V_{REF}\) . Они складываются с шумом и пульсациями, приходящими со входа и не полностью подавленными обратной связью ³⁰ , а затем и с шумом усилителя ошибки. Некоторые регуляторы позволяют поставить дополнительный фильтр на выход опорного источника и улучшить тем самым ситуацию на выходе. На рис. 9.33 показаны несколько примеров. В схеме 9.33A на вывод «ADJ» 3-выводного стабилизатора типа 317 повешен развязывающий конденсатор на землю. Такое включение позволяет существенно уменьшить шум, т.к. не позволяет масштабировать шум опорного напряжения с коэффициентом ( 1+\(R_2/R_1\) ). Именно во столько раз выходное напряжение больше опорного. Согласно справочным данным схема увеличивает коэффициент подавления пульсаций на входе с 65 dB до 80 dB ( типовое значение ). Отметим дополнительный защитный диод \( D_2\) , который необходим, если ёмкость противошумового фильтра \( C_1 \) превышает 10 μF .

Такая схема не убирает шум опорного напряжения, а лишь не позволяет его «усиливать» с коэффициентом \( V_{out}/V_{REF}\) . Подходы 9.33B и 9.33C эффективнее, потому что фильтруют опорный источник напрямую. В схеме 9.33B вывод «SET» LT3080 выдаёт наружу стабильный ток 10 μA , превращающийся в выходное напряжение на резисторе \(R_{SET}\) . Его и фильтрует \( C_1 \) , а выход регулятора - это копия данного фильтрованного потенциала. Для \( C_1 \) =0.1 μF шум опорного тока падает ниже шума усилителя ошибки, оставляя на выходе ∼40 μVrms ( 10 Hz...100 kHz ). Отметим, что шумоподавляющий конденсатор замедляет выход регулятора на рабочий режим. Ёмкость 0.1 μF в стабилизаторе на 10 V ( \(R_{SET}\) =1 MΩ ) задаёт постоянную времени выхода \(R_{SET}×C_1\) =100 ms .

Наконец, на рис. 9.33C показан регулятор с низким падением и специальным выводом шумоподавления «NR», который позволяет фильтровать потенциал прямо на входе усилителя ошибки. Для рекомендованной ёмкости 0.1 μF напряжение шума составит ∼40 μVrms ( 100 Hz...100 kHz ). Микросхемы, дающие такую возможность, маркируются в колонке «Filter pin» в табл. 9.3.

Предварительная фильтрация. Очень эффективным методом снижения выходных пульсация с частотой сети и её гармоник является фильтрация на входе регулятора. Такой приём также сильно ослабляет входной широкополосный шум. При этом он проще, чем увеличение петлевого усиления и рабочей полосы регулятора. Тема раскрывается в §8.15.1 «Умножитель ёмкости», где показаны количественные результаты применения предварительной фильтрации в сравнении с грубым увеличением ёмкости выходного фильтра ( рис. 8.122 ).

Продолжение темы в приложении к шуму внешних опорных источников см. в §9.10 .



==620

9.3.14 Источники тока

9.3.14.A Трёхвыводные регуляторы в качестве источников тока

3-выводные линейные регуляторы можно использовать для построения очень простых источников тока, просто добавив резистор между выходом и опорным выводом ( \(I_R=V_{reg}\space/R\) ) и водрузив эту конструкцию на входе заземлённой нагрузки ( рис. 9.34A ). Такой источник не страдает избытком идеальности, потому что его выходной ток складывается из точного тока через резистор и не вполне точного собственного тока регулятора \(I_{reg}\) , т.е. \(I_{out}=V_{reg}\space /R+I_{reg}\) . Ток через резистор обычно гораздо больше, чем собственный ток регулятора, поэтому в целом параметры такого источника вполне неплохи.



==621

Исходно такая схема была реализована с помощью 7805, имеющего рабочий ток ∼3 mA и дополнительный недостаток в виде зряшной траты высокого «опорного» напряжения 5V ( это минимально возможная опция серии 78xx), которое, собственно, и преобразуется в выходной ток. К счастью, с появлением 317 результат ( рис. 9.34B ) заметно улучшился: опорное напряжение всего 1.25 V , причём собственный ток регулятора ( ∼5 mA ) вытекает из вывода «OUT», обеспечивая более точный результат \(I_{out}=V_{REF}/R\) . Единственной ошибкой остался ток вывода «ADJ» ( ∼50 μA ), который добавляется к итогу \(I_{out}=V_{REF}/R+I_{ADJ}\) . Минимальный ток такого источника 5 mA в 100 раз больше [* 10 mA , как объяснялось в сноске #16 ( §9.3.4 ), т.е. в 200 раз ] , чем ошибка даже на самом маленьком выходном токе, чего уж говорить о максимальных токах регулятора ( 1.5 A ). Диапазон токов схемы от 5 mA до 1.5 A , минимальная разница напряжений составляет 1.25 V плюс падение на самом регуляторе порядка 3V . Максимальное напряжение между терминалами источника тока ограничивается меньшей из двух величин: максимальным допустимым напряжением ( 40 V ) или допустимой температурой кристалла ( 125°C , определяется рассеиваемой мощностью и теплоотводом ) ³¹ .

Если использовать LT3080 результаты будут ещё лучше, потому что опорный ток вывода «SET», который будет добавляться к выходному току, стабилен, имеет точное значение 10 μA и позволяет задавать падение на токозадающем резисторе гораздо меньшей величины, чем 1.25 V для LM317. А минимальный рабочий ток при этом меньше 1 mA . Рис. 9.34C показывает, как получить заземлённый ( 1-выводной ) источник тока на LT3080, а рис. 9.34D представляет «плавающий» ( 2-выводной ) вариант, аналогичный схеме на LM317. Как и у упомянутого устройства на 317, рабочее напряжение ограничено 40 V ( и уменьшается с увеличением тока ), а минимальное падение на схеме ( ∼1.5 V ) определяется параметрами рабочего напряжения на выводе «SET». Существует очень приятный вариант микросхемы - LT3092, который специально разработан для создания 2-выводных источников тока. У него такой же опорный источник на 10 μA , а рабочее напряжение составляет от 1.2 до 40 V . Отличительной особенностью LT3092 является чуть доработанная схема, не требующая внешних проходных и корректирующих конденсаторов. Рассчитанная по графику выходного импеданса действующая параллельная ёмкость [см. §4.4.4 ] LT3092 составляет 100 pF при 1 mA, 800 pF при 10 mA и 6nF при 100 mA .

На рис. 9.35 показаны в сильно увеличенном виде графики тока 10 mA для источников на LT3092 и LM317. По измерениям авторов при изменении рабочего напряжения 317 стабилизирует ток лучше, а LT3092 имеет несколько более широкий ( ближе к нулю ) диапазон рабочего напряжения.

Отметим, что схемы на рис. 9.34B и 9.34D - 2-выводные источники тока, т.е. могут подключаться к нагрузке с любой стороны. Можно, например, отбирать ток из заземлённой нагрузки, подключая к «выходу» источник отрицательного напряжения. В такой ситуации можно, конечно, использовать и LM337 во включении, аналогичном схеме 9.34B.

9.3.14.B Источники небольших токов

Описанные источники на регуляторах напряжения лучше всего подходят для достаточно больших токов. Для более низких токов или бОльших рабочих напряжений есть интересные альтернативы.

LM334

Наиболее известен LM334, созданный фирмой National Semiconductor, который оптимизирован для маломощных 2-выводных источников ( рис. 9.36A ). Он выпускается в корпусах SOIC (ИМС) и TO-92 ( транзисторный ) и стоит порядка $1 в небольших партиях. С его помощью можно делать источники на 1 μA , потому что ток вывода «ADJ» является очень небольшой частью общего тока. Рабочий диапазон составляет 1...40 V . Имеется особенность: выходной ток зависит от температуры, а именно, очень точно пропорционален абсолютному значению ( PTAT ). Поэтому LM334 не самый стабильный источник тока, но зато его можно использовать как термодатчик с коэффициентом +0.34%/°C при комнатной температуре ( 20°C, ∼293K ) ³² .



==622

REF200

REE200 ещё один хорошо известный интегральный источник тока ( рис. 9.36B ). В корпусе располагаются два плавающих точных 2-выводных источника 100 μA±0.5% с выходным сопротивлением свыше 200 MΩ в диапазоне от 3.5 до 30 V . ИМС упаковывается в корпус DIP и SOIC и стоит около $4 в небольших количествах. В отличие от LM334 REF200 термостабилен ( ±25 ppm/°C тип. ). Рядом в корпусе располагается зеркало ( 1:1 ), позволяющее собрать источники на 50, 100, 200, 300 и 400 μA . Справочные данные утверждают, что «область применения REF200 беспредельна», но данное положение вызывает некоторые сомнения. На рис. 9.37 показаны результаты измерения зависимости выходного тока двух параллельно соединённых источников по 100 μA от приложенного к ним напряжения.

9.3.14.C Источники тока на отдельных компонентах

При рассмотрении возможных схем источников тока не следует выпускать из виду следующие 2-выводные варианты:

1. Простейший 2-выводной источник ( рис. 9.36C ) можно собрать на обычном «токорегулирующем диоде» - разновидности полевого транзистора ( §3.2.2 ). Он отлично работает при напряжениях до 100 V ( парочку вольтамперных характеристик можно найти на рис. 9.38 ).


Рис. 9.38   Результаты измерения вольтамперных характеристик двух моделей «токостабилизирующих диодов» 1N5283 ( на самом деле полевых транзисторов с p-n переходом )

2. По такой же схеме можно включить и обычный полевой транзистор ( см. табл. 3.1 , 3.7 и 8.2 ).
3. Подойдёт и МОП транзистор со встроенным каналом ( см. табл. 3.6 на стр. 210 ), например, LND150 фирмы Supertex/Microchip ( рис. 9.36D ), который подробно рассматривается в §9.3.14.E.
4. Можно подобрать что-нибудь из числа 2-выводных «источников постоянного тока для светодиодpов» фирмы ON Semiconductor. Это недорогие компоненты ( $0.10-0.20 в количестве 100шт. ), предлагаемые в фиксированном исполнении ( NSI50010YT1G: 10 mA, 50 V ; NSIC2020BT3G: 20 mA, 120 V ) и подстраиваемом варианте ( NSI45020JZ: 20...40 mA, 45 V ). Никаких сведений о внутреннем устройстве этих компонентов в справочных данных нет, но, скорее всего, речь идёт о МОП транзисторе со встроенным каналом.

9.3.14.D Источники тока на ОУ

Если плавающий источник тока не нужен, можно обратиться к следующим схемам.

5. Простой источник тока на биполярном транзисторе ( §2.2.6 ), схематично повторённый на рис. 9.39A.
6. Составной источник тока на ОУ и биполярном транзисторе ( §4.2.5.A и рис. 9.39B ).
7. Источник тока Хауленда ( §4.2.5.B и рис. 9.39C ).

Здесь ток задаётся управляющим потенциалом, изображённым на схемах в виде батареи. В реальном устройстве в таком качестве может выступать опорное напряжение относительно земли или шины питания.

9.3.14.E Высоковольтные источники тока на отдельных компонентах



==623

Упомянутые выше МОП транзисторы со встроенным каналом являются достаточно приличными 2-выводными источниками тока ( рис. 9.36D и E ). Такие транзисторы имеют широкую гамму корпусов ( TO-92, TO-220, DPAK и т.д. ) и рабочие напряжения до 1.7 kV . В качестве примера можно упомянуть уже знакомые LND150 и DN3545 фирмы Supertex и IXCP10M45S/IXCP10M90S фирмы IXYS, см. табл. 3.6 ( стр. 210 ). Разброс тока стока \(I_D\) в зависимости от напряжения затвор-исток \( V_{GS}\) делает такие источники тока не слишком точными или хотя бы предсказуемыми. Но в неответственных местах, например, при необходимости заменить резистор, такие варианты работают хорошо, плюс в их пользу говорит высокое рабочее напряжение ( до 500 V у Supertex и 900 V у IXYS ). В справочных данных на транзисторы IXYS названы «переключаемыми регуляторами тока». На рис. 9.40 и 9.41 показаны результаты измерения их вольтамперной характеристики. На вершине линейки IXYS стоит IXTH2N170 с напряжением 1700 V , но встречаются и более высоковольтные экземпляры, см. ##§X3.6.



==623