Шапка

9.6 Ключевые регуляторы и преобразователи напряжения

==636

9.6.1 Сравнение линейных и ключевых регуляторов

Все изучавшиеся до настоящего момента линейные регуляторы работают одинаково. Линейный управляющий элемент ( проходной транзистор ), стоящий последовательно с источником постоянного напряжения, создаёт с помощью обратной связи постоянное напряжение ( или постоянный ток ) на выходе 51 . Выходное напряжение всегда меньше входного, а на регулирующем элементе рассеивается значительная мощность \( P_{diss}=I_{out}( V_{in}-V_{out}) \) . На вход линейного регулятора может подаваться и уже стабилизированное, и нерегулируемое напряжение от сетевого блока питания вида трансформатор-выпрямитель-накопитель.

Рассмотрим проблему эффективности подробнее. Блоки питания с линейными регуляторами неэффективны по своей природе, потому что проходной транзистор пропускает полный ток нагрузки, и при этом падение напряжения на нём должно перекрывать наихудшее сочетание низкого входного напряжения и высоких пульсаций. Для источников с низким выходным напряжением ситуация только усугубляется. Например, линейный регулятор на +3.3 V@10 A должен иметь на входе +6V , чтобы обеспечить надёжный запас. При этом на проходном транзисторе будет рассеиваться 27 W , а на нагрузке 33 W , т.е. эффективность составит 55% . Разработчика может не интересовать эффективность как таковая, но рассеиваемую мощность надо куда-то отводить, что повлечёт за собой увеличение радиатора вентилятора и т.д. При попытке масштабирования схемы в область 100 A потребуется отводить с проходного транзистора четверть киловатта (!) тепла. Придётся запараллеливать транзисторы и применять принудительный обдув. Источник получится тяжёлый, шумный и горячий.

==637

Есть и другой путь получения регулируемого постоянного напряжения, показанный ранее на рис. 9.48B. Метод кардинально иной, нежели всё рассматривавшееся ранее. На рис. 9.55B показан преобразователь на переключаемом транзисторе, работающем в качестве насыщающегося ключа и периодически прикладывающем полное нерегулируемое входное напряжение к индуктивности. При каждом импульсе в индуктивности возникает ток, запасающий в магнитном поле (1/2)\(LI^2\) джоулей энергии. Когда ключ размыкается, часть всей запасённой 52 энергии передаётся в фильтрующий конденсатор на выходе, который кроме этого сглаживает выходное напряжение, поддерживая ток через нагрузку в промежутках между импульсами. Как и в линейных регуляторах, выходное напряжение сравнивается с опорным, но ключевой регулятор управляет выходным напряжением иначе. В линейном источнике регулируется ток базы проходного транзистора, а в ключевом - ширина импульса зарядки индуктивности 53 .

Рис. 9.55 Два вида регуляторов: (A) Линейный или последовательный. (B) Ключевой повышающий

Преимущества ключевых регуляторов

Ключевые регуляторы обладают очень необычными способностями, являющимися источником их популярности:

  1. Управляющий элемент либо насыщен, либо разомкнут, а значит, рассеивает очень малую мощность. Ключевые источники имеют очень высокий КПД, даже если разница напряжений между входом и выходом велика. Уменьшение потока тепла ведёт к сокращению габаритов радиатора, а значит, к снижению общих размеров.
  2. Ключевые источники могут выдавать напряжение, которое выше, чем нерегулируемое входное ( см. рис. 9.55B ). Столь же непринуждённо они могут создавать напряжение противоположной, относительно входного, полярности.
  3. Выходной накопительный конденсатор может иметь небольшой номинал ( и геометрические размеры ), потому что рабочая частота велика ( типичные цифры лежат в диапазоне 20 kHz...1 MHz ), что соответствует очень малому времени между циклами подзарядки ( порядка микросекунд ).
  4. Для ключевых преобразователей сетевого переменного напряжения необходимая изоляция обеспечивается трансформатором, работающим на частоте переключения. Поэтому он гораздо компактнее низкочастотных сетевых собратьев, см. рис. 9.1.
Плюсы
Сочетание небольшого конденсатора, компактного трансформатора и скромной рассеиваемой мощности позволяет создавать меленькие, лёгкие источники питания с высоким КПД, работающие непосредственно от сетевого переменного или постоянного напряжения 54 . Благодаря указанным свойствам, ключевые источники ( известные также под аббревиатурой SMPS ) используются почти во всех электронных устройствах типа компьютеров, телекоммуникационного оборудования, бытовой электроники, батарейных устройств и вообще во всём, что относится к электронной технике.
Минусы

Чтобы не вызвать у читателя излишнего оптимизма, заметим, что у ключевых источников есть свои проблемы. Работа в ключевом режиме производит много шума и в выходном напряжении, и во входной линии, и в виде излучаемых электромагнитных помех ( EMI ), что можно увидеть на рис. 9.53 и 9.54. Ключевые источники, работающие от сети переменного тока ( и почему-то называемые «off-line» ) имеют достаточно большой пусковой ток включения 55 . Кроме того, такие источники «славятся» ненадёжностью и, бывает, устраивают пиротехнические шоу при сбоях.

Рис. 9.53 Сравнение шума линейного и ключевого источника. Все изменения велись на резистивной нагрузке величиной 50% от номинальной. (A) Линейный источник 5V, 0.3 A показывает пульсации ∼0.5 mVpp@120 Hz . (B) Ключевой источник 5V, 2.5 A измерения непосредственно на выходных клеммах, показывает пульсации ∼6 mVpp на частоте переключения 50 kHz ( обратите внимание на изменение масштаба по горизонтали ). (C) Тот же БП, но подключённый к нагрузке проводом длиной 50 cm ( теперь в 20 раз изменился вертикальный масштаб). Видны большие ( ∼150 mV ) иголки и ступеньки, появившиеся вследствие больших токов высокой частоты в цепи земли. Отметим гуляние частоты на изображении. (D) Растянутый по горизонтали участок луча C показывает, что звон имеет частоту ∼15 MHz
Рис. 9.54 Усреднённый частотный спектр выходного напряжения ключевого источника питания ( рис. 9.53 ). Заметно гуляние частоты 50 kHz и её гармоники

==638

Итого
К счастью ключевые источники во многом преодолели свои детские болезни ( ненадёжность, электрический и звуковой шум, стартовый ток и высокую ударную нагрузку на компоненты ). Зато их малый вес, компактность, высокая эффективность и дешевизна позволили вытеснить линейные источники практически по всему диапазону мощностей ( от ватт до киловатт ) во всём спектре современной электроники, особенно в массовом сегменте. Линейные источники и регуляторы живы по сию пору и по-прежнему удобны для маломощных схем, требующих чистых шин питания. Последнее свойство - отсутствие постоянного шума переключения - очень важно при работе со слабыми сигналами.

9.6.2 Топологии ключевых источников

В следующих главах будут описаны ключевые регуляторы и блоки питания, идущие под общим названием «ключевые преобразователи». Тема разделяется на четыре раздела.

  • В первом ( §9.6.3 ) кратко рассматриваются безындуктивные преобразователи, в которых энергия передаётся со входа на выход с помощью конденсаторов, чьи выводы коммутируются полевыми транзисторами. Их называют «преобразователями на перекачке заряда» или «преобразователи на переключаемых конденсаторах». Эти простые схемы могут удваивать или инвертировать постоянное входное напряжение и используются при относительно низких нагрузках ( до 100 mA ).
  • Во втором разделе ( §9.6.4 ) будут описаны топологии, использующие индуктивность. Тема начнётся с неизолированных преобразователей постоянного напряжения, которые можно найти в любом батарейном устройстве. Существуют три базовые схемы преобразования:

    1. понижающая , в которой выходное напряжение ниже входного;
    2. повышающая , выходное напряжение выше входного; и
    3. инвертирующая, которая меняет полярность выходного напряжения. Все три используют индуктивность для накопления энергии в рабочем цикле.
  • В третьем разделе ( §9.6.10 ) рассматриваются преобразователи с разделяющим трансформатором. Кроме гальванической развязки, потребность в которой определяется конкретной задачей, трансформатор очень удобен при большом соотношении между входным и выходным напряжением. Коэффициент трансформации позволяет полностью скомпенсировать такую разницу, что невозможно в бестрансформаторных схемах. Трансформатор позволяет также получить несколько выходов любого уровня и полярности.
  • И, наконец, в четвёртом ( §9.7 ) рассматриваются конструкции источников, работающих от выпрямленного напряжения силовой сети. Такие «оффлайновые» источники являются существенной частью схемы большинства сетевых электронных устройств. У них есть их собственные проблемы из области безопасности, помех, пускового тока, коэффициента мощности и т.д.

И, что характерно, читатель получит массу практических советов по теме: когда использовать ключевые источники и когда избегать их; когда проектировать что-то своё и когда брать готовое. Авторы, известные своей отзывчивостью, не бросят читателя в столь сложный момент!

9.6.3 Безындуктивные ключевые преобразователи

Название «ключевой преобразователь» чаще всего ассоциируется с мощными источниками, использующими для преобразования энергии индуктивность ( или трансформатор ) и высокочастотные транзисторные ключи. Но существует интересный класс микросхем, не использующих индуктивных элементов. Такие преобразователи называются «схемами накачки заряда», «преобразователями на переключаемых конденсаторах» ( или летающих конденсаторах ). Они могут проделывать те же трюки: повышать, понижать и инвертировать выходное напряжение. Такие схемы проще и тише, чем индуктивные варианты, и удобны при невысоких ( до 100 mA ) токах нагрузки. Например, в устройстве часто есть источник +5V ( или +9V в батарейной электронике ), а требуется парный отрицательный источник для питания ОУ. Схема накачки заряда и пара конденсаторов спасут монстра разработки 56 .

Рис. 9.56 Инвертор на схеме накачки заряда. Генератор попеременно переключает две пары ключей. Левая пара заряжает «летающий конденсатор» \( C_1 \) до напряжения \( V_{IN}\) . Правая пара подключает заряженный конденсатор с обратной полярностью к выходному накопительному \( C_2\)

Конструкция представлена на рис. 9.56 . Она состоит из внутреннего генератора, нескольких КМОП ключей и требует для работы пары внешних конденсаторов. Когда два входных ключа замкнуты, \( C_1 \) заряжается до уровня входного напряжения \( V_{IN}\) . Затем, во второй половине цикла, \( C_1 \) отсоединяется от входа и подключается к выходу, но уже с обратной полярностью. Если \( C_2≪C_1\) , то на выходе сразу появляется почти полное напряжение \(-V_{IN}\) . В более реалистичном варианте \( C_2 ≥C_1\) для создания на выходе того же потенциала при холодном старте потребуется несколько рабочих циклов.

==639

Рис. 9.57 Удвоитель на схеме накачки заряда. Здесь конденсатор \( C_1 \) , заряженный до \( V_{IN}\) , добавляется к \( V_{IN}\) , увеличивая выходное напряжение до 2\( V_{IN}\)

Аналогично, если не переворачивать \( C_1 \) во второй части рабочего цикла, а включать его последовательно с \( V_{IN}\) , на выходе будет 2\( V_{IN}\) ( рис. 9.57 ). LT1056 и MAX680 имеют в своём составе и удвоитель и инвертор. На рис. 9.58 показано, как получить нерегулируемый источник со средней точкой из единственного входа +5V .

Рис. 9.58 Получение нерегулируемого источника со средней точкой на ±8V из единственного напряжения +5V

9.6.3.A Ограничения безындуктивных преобразователей

Метод накачки заряда прост и эффективен, требует совсем немного дополнительных деталей, среди которых нет катушки индуктивности. Но выходное напряжение не регулируется и сильно проседает под нагрузкой ( рис. 9.59 ). Кроме того, как и всякая прочая техника преобразования питания, использующая насыщающиеся ключи, она создаёт пульсации в выходной линии, которые, правда, можно снизить, увеличивая ёмкость накопительного конденсатора ( рис. 9.60 ) или добавив на выход стабилизатор с малым падением 57 . Как и большинство КМОП устройств, схемы накачки заряда имеют небольшой диапазон рабочих напряжений. Оригинальная разработка Intersil ICL7660 позволяла работать с напряжениями \( V_{IN}\) в диапазоне от +1.5 до +12 V , а некоторые последователи, скажем, LT1144 даже расширили его до +18 V , но общая тенденция направлена в сторону низковольтовых схем с мощным выходом и дополнительными возможностями 58 . Наконец, в отличие от индуктивных вариантов, которые способны создавать любое выходное напряжение, схемы накачки заряда способны использовать лишь несколько целочисленных коэффициентов для множителя входного напряжения. С учётом этих недостатков преобразователи с накачкой заряда очень удобны в некоторых случаях, например, для создания отрицательного плеча для питания ОУ или передатчика последовательного порта ( см. Часть ##14 и ##15 ), когда доступен только один источник +5V . В табл. 9.4 перечислены некоторые преобразователи с накачкой заряда с разными дополнительными возможностями ( напряжение, стабилизация, выходной ток и т.д. ).

Рис. 9.59 Выходное напряжение схемы накачки заряда заметно проседает под нагрузкой. Здесь можно видеть поведение схемы 9.58 при использовании биполярных ( LT1026 ) и КМОП ( MAX680 ) микросхем. Видно, что ключи на полевых транзисторах не вносят падение напряжения при нулевом токе, и в этом режиме \( V_{out}\) в точности равно удвоенному \( V_{in}\)
Рис. 9.60 Снижение пульсаций большой выходной ёмкостью. Результаты измерения полного размаха пульсаций для удваивающего инвертора на LT1026

==640

Table 9.4 Selected Charge-pump Convertersa

Notes: (a) all are inductorless, and require several external caps; “regulated” types include either internal linear LDO post-regulator, or regulation via control of switching; sorted within categories by decreasing maximum V\n. (b) bipolar, see datasheet for typical Vout. (c) with other output unloaded. (d) both outputs loaded. (e) at max fosc. ( g ) in x2 mode. (h) in x0.5 mode. (i ) high fosc allows small capacitors. (k ) LV pin for low Vin range; many mfgs, prefixes LMC, NJU, TC, TL; see also MAX/LTC/TC1044, 1144, and TC962. (m) maximum. (n ) at Vin=Vout/2 + 0.8 V. (o) or Si7661. ( p) freq pin selectable or adjustable. (q) last digit of p/n sets fosc, except TPS60400, where fosc varies cleverly with Vin and /out. ( r ) unreg outputs also available on most; unless marked “LDO,” all regulate via control of switching. ( s ) at Vin=1.2 V. (u ) last digit of p/n sets Vout. (v) Vn = 170?Vrms in BW = 20 Hz-10 MHz. (vv) suffix selects Vout. (w) Vn = 60?Vrms in BW = 10 Hz-100KHz, 600?Vpp for 10 Hz-2.5 MHz. (x) suffix sets fosc. (y ) or reg +3.3 V; unreg x2 output also provided. (z) maximum usable.

==641

9.6.3.B Варианты

Есть очень интересные варианты на летающем конденсаторе, многие из которых присутствуют в табл. 9.4. Её содержимое разбито на две группы: нерегулируемые и регулируемые преобразователи ( обе отсортированы по уровню входного напряжения ). Нерегулируемые типы являются вариациями на тему оригинальной схемы ICL7660, включая как прямые копии с аналогичным обозначением от MAXIM, TI, NJR, Microchip и т.д., так и совместимые по разводке улучшенные версии ( ’7662, ’1044, ’1144 ). Весь этот ширпотреб, который выпускают все, кому не лень, доступен повсеместно и недорог. Более свежие разработки, например, TPS6040x предлагают больше возможностей по выбору рабочей частоты и в общем случае имеют меньшее выходное сопротивление. Работа при большей частоте уменьшает выходные пульсации ( 35 mV при 20 kHz и 15 mV при 250 kHz для серии TPS6040x), но увеличивает ток потребления ( соответственно, 65 и 425 μA ) 59 .

Регулируемые типы, подобные LT1054 фирмы LTC ( максимальный выходной ток 100 mA ), включают внутренний опорный источник и усилитель ошибки, позволяющие охватить схему обратной связью. Управление ведётся за счёт изменения длины рабочего цикла. Другие преобразователи имеют внутренний LDO, который позволяет сильно понизить уровень пульсаций ценой дополнительного падения выходного напряжения. Примерами могут служить LTC1550 и 1682 с пульсациями менее 1 mVpp . Отметим, что большая часть регулируемых преобразователей позволяет работать и в нерегулируемом режиме.

Существуют схемы, которые уменьшают входное напряжение с коэффициентом в виде правильной дроби, например, 1/2 или 2/3 ( а вы можете показать, как это можно сделать? ). На другом конце спектра стоят учетверяющие схемы. LTC1502 может делать из входного напряжения в диапазоне от 0.9 до 1.8 V выходные +3.3 V@10 mA , т.е. питать цифровую логику от одного щелочного элемента 60 . Есть преобразователи, дающие 500 mA на выходе. Для особо ленивых имеются микросхемы со встроенными конденсаторами, но выбор их невелик, а цена высока.

Наконец, есть LTC1043 - набор отдельных элементов для построения схем с летающими конденсаторами, с помощью которого можно творить всякую магию. Можно, например, собрать схему, которая будет передавать падение напряжения из какого-либо неудобного места, скажем, с токочувствительного резистора на положительной шине питания прямо на измерительные клеммы с помощью того самого летающего конденсатора. В справочных данных на LTC1043 подобного рода схемам отведено восемь полных страниц.

Имеются интегральные схемы, дополняющие зарядовым насосом какую-либо основную функцию.

  1. Многие приёмопередатчики стандарта RS232/RS485 имеют в своём составе преобразователь на ±10 V при единственно питании +5 или +3.3 V . Примером 3-вольтовой схемы может служить MAX3232E, которая является развитием 5-вольтовой MAX232 ( последняя активно выпускается третьими фирмами ) и может работать при любом питании от +3.3 до +5V .
  2. Некоторые ОУ ( OPA369, LTC1152, MAX1462-1464 ) включают схему накачки заряда для получения вспомогательного источника ниже уровня земли, чтобы позволить входам работать в режиме Rail-to-rail, имея классическую архитектуру входных линий ( см. §4.6.3.B ).
  3. Накачка заряда используется во многих «драйверах верхнего плеча», подобных HIP4080 фирмы Intersil, или интегральных ключах фирмы Infineon ( серия PROFET ). Здесь схема накачки заряда обслуживает n-канальный МОП транзистор, работающий повторителем на положительной шине питания 61 .
  4. Некоторые сложные цифровые устройства ( процессоры, память ) требуют дополнительных источников повышенного напряжения, которое получают с помощью встроенной схемы накачки заряда. Пользователи подобных микросхем часто даже не подозревают о подобных деталях их внутреннего устройства.

9.6.4 Преобразователи с индуктивностями: исходные неизолированные топологии

==642

Под термином ключевой преобразователь ( от «преобразователь, работающий в ключевом режиме» 62 ) в общем случае понимается схема, использующая некую конфигурацию индуктивностей и/или трансформаторов в сочетании с транзисторными ключами ( обычно МОП, но в высоковольтном сегменте встречаются и IGBT 63 [* до сих пор кое-где встречаются «вибропреобразователи» - электромеханические устройства, выполняющие те же функции ] ), чтобы выполнить преобразование одного постоянного напряжения в другое. Общие свойства всех таких конструкций таковы: в первой части каждого рабочего цикла входное напряжение используется, чтобы увеличить ток ( а значит, и энергию ) в индуктивности. Во второй части цикла накопленная энергия передаётся на выход. Преобразование питания с помощью ключевых схем стало очень большой и важной частью схемотехники, а такие конверторы стоят практически в каждом электронном устройстве.

Существуют сотни вариантов ключевых схем, но всех их можно свести к нескольким исходным. В следующем параграфе рассматриваются три основные неизолированные схемы - понижающая, повышающая и инвертирующая ( рис. 9.61 ). После изучения изолированных преобразователей тему продолжат изолированные преобразователи с питанием от силовой сети. Списки некоторых избранных моделей ( табл. 9.5a на стр. 653 и табл. 9.5b на стр. 654 ) и схем управления ключами ( табл. 9.6 на стр. 658 ) будут представлены позднее.

Рис. 9.61 Базовые топологии ключевых преобразователей. В качестве ключа обычно выступает МОП транзистор, в качестве выпрямителя - диод Шоттки, но в синхронных выпрямителях диод заменяют «активным выпрямителем» - ещё одним МОП транзистором

Вместе с базовыми топологиями преобразования ( которые описывают устройства, выполняющие собственно преобразование напряжения ) идёт важная тема регулирования. Как и в линейных аналогах, усилитель ошибки сравнивает часть выходного напряжения с опорным. Сигнал ошибки используется для подстройки какого-либо параметра преобразования. Чаще всего таким параметром выступает ширина импульса, отсюда и название – «широтно-импульсная модуляция» или ШИМ ( PWM ) 64 .

Как вскоре будет видно, схемы широтно-импульсной модуляции распадаются на две группы, работающие в режиме контроля тока или контроля напряжения, что непосредственно влияет на время отклика, шум, устойчивость и другие параметры. И, предваряя грядущие сложности, обе группы могут работать в режиме с полным прекращением тока через катушку в конце каждого цикла или в режиме, когда ток через неё никогда не падает до нуля. Эти режимы известны как режим «разрывного тока» ( DCM ) и режим «неразрывного тока» ( CCM ), соответственно. Оба имеют важные следствия в виде пульсаций, устойчивости, КПД и прочих рабочих параметров. Базовые особенности широтно-импульсной модуляции будут описаны на нескольких примерах, но более сложные темы, вроде сравнения режима по току и по напряжению или частотной коррекции петли обратной связи будут упомянуты вскользь.

9.6.5 Понижающая схема

Рис. 9.61(A) Базовые топологии ключевых преобразователей. В качестве ключа обычно выступает МОП транзистор, в качестве выпрямителя - диод Шоттки, но в синхронных выпрямителях диод заменяют «активным выпрямителем» - ещё одним МОП транзистором

На рис. 9.61A показана базовая понижающая ключевая схема, обратная связь опущена для простоты. Когда ключ замкнут, к индуктивности приложено напряжение ( \( V_{in}-V_{out}\) ) . Преложенное напряжение вызывает линейное увеличение тока через катушку ( \( dI/dt=V/L\) ) . Этот ток течёт затем в конденсатор фильтра и нагрузку. Когда ключ размыкается, ток индуктивности продолжает течь в том же направлении ( из физики известно, что ток в катушке не может измениться мгновенно, см. уравнение выше ), но теперь цепь замыкается через ограничительный диод ( его ещё называют «freeweeling» [* просится «перехватывающий»] ). Теперь к катушке приложено напряжение ( \( V_{diode}-V_{out}\) ) [* отрицательное ] , которое вызывает линейное снижение тока. Выходной конденсатор выступает в качестве инерционного звена, сглаживающего неустранимые пилообразные пульсации. Чем больше ёмкость, тем меньше амплитуда пульсаций [* неожиданно, правда?] . На рис. 9.62 показаны временные диаграммы напряжения и тока для схемы, собранной на идеальных компонентах. Чтобы придать конструкции функцию регулятора, надо охватить схему обратной связью. При этом усилитель ошибки будет сравнивать выходное напряжение с опорным и управлять или шириной импульсов при неизменной частоте их повторения, или частотой повторения при неизменной ширине импульсов 65 .

Рис. 9.62 Работа понижающего преобразователя. Пока ключ в положении ЗАМКНУТО, ток катушки линейно возрастает, а в положении РАЗОМКНУТО - линейно убывает. Выходное напряжение равно входному, умноженному на скважность ( она же «duty cycle» \( D = t_{ON}/T\) ) . В данном случае показан режим неразрывного тока индуктивности ( CCM ), в котором ток нагрузки равен среднему току через индуктивность

==643

Для всех трёх схем на рис. 9.61 падение напряжения на перехватывающем диоде зря рассеивает энергию, портя общий КПД схемы. Чтобы снизить потери ставят диоды Шоттки ( такой диод указан на схеме ), но более правильным решением будет использовать параллельно или вместо диода второй ключ. Такая схема называется синхронной и отмечена в табл. 9.5a , 9.5b и 9.6 в колонке «synchronous».

Выходное напряжение

Что можно сказать про выходное напряжение? В установившемся режиме среднее напряжение на индуктивности должно равняться нулю, потому что в противном случае ток через неё будет неограниченно возрастать \( V=L( dI/dt )\) 66 . Поэтому, если абстрагироваться от падений на диоде и ключе, требуется, чтобы \( (V_{in}-V_{out})\space t_{ON}=V_{out}\space t_{OFF}\) или \[ V_{out}=V_{in}D \qquad [9.3] \] где «скважность» D - доля времени, когда ключ замкнут D=\(t_{ON}\)/T , а T - длина цикла T=\(t_{ON}+t_{OFF}\) .

Можно рассматривать процесс и с другой стороны. LC цепь на выходе является фильтром низких частот, на вход которого приходит нарезанное кусками постоянное напряжение со средней величиной \( V_{in}\)×D . Поэтому после сглаживания на выходе фильтра появляется то самое среднее значение входного напряжения. Отметим, что построенный на идеальных компонентах и работающий с фиксированной скважностью D понижающий преобразователь по самой своей природе начинает стабилизировать выходное напряжение. Изменение тока нагрузки не приводит к изменению входного напряжения, но лишь сдвигает график тока в катушке вверх или вниз, чтобы средний ток \(I_{out}\) на графике соответствовал новому значению тока нагрузки. ( Предполагается, что преобразователь работает в режиме неразрывного тока CCM, который обсуждается ниже ).

Входной ток
Что можно сказать о входном токе? При использовании идеальных компонентов и отсутствии потерь в схеме ( т.е. КПД=100% ) входная мощность равна выходной. Следовательно, входной ток выражается формулой \(I_{in}=I_{out}\space( V_{out}\space/V_{in}\) ) 67 .
Критический выходной ток
Выше предполагалось, что индуктивность находится в режиме неразрывного тока в соответствии с графиком на рис. 9.62 , а выходное напряжение соотносится со входным с постоянным коэффициентом скважности рабочего цикла. Вновь смотрим на график тока. Среднее его значение должно быть равно току нагрузки, но перепады между пиками ( \(Δ I_L\) на графике ) зависят исключительно от \( V_{in}\) , \( V_{out}\) , \(L\) и T . Таким образом, существует некий минимальный выходной ток, для которого ещё выполняется условие неразрывности тока через катушку. Эта величина равна \(I_{out}\)=(1/2)\(Δ I_L\) 68 . Для нагрузок, меньших указанного уровня [* больше сопротивление нагрузки - меньше ток] , где-то в рабочем цикле ток через индуктивность будет доходить до нуля. Преобразователь при этом переходит в режим разрывного тока, для которого перестаёт выполняться условие постоянства выходного напряжения при фиксированной скважности. Теперь напряжение начинает зависеть от тока нагрузки. Но гораздо важнее то, что работа в режиме разрывного тока ( DCM ) оказывает серьёзное влияние на устойчивость обратной связи и регуляции. По этой причине для многих преобразователей оговаривается минимально возможный ток нагрузки, который гарантированно выведет схему в режим CCM 69 . Как будет видно из уравнений, минимальный ток для CCM режима уменьшается с увеличением индуктивности, увеличением частоты переключения или при использовании обоих методов одновременно.

==644

9.6.5.A Соотношения для понижающего преобразователя в режиме неразрывного тока

Из предыдущего обсуждения и графиков можно доказать, что идеальный понижающий преобразователь ( рис. 9.61A ) будет работать в режиме неразрывного тока, если подчиняется следующему набору уравнений. \[ \begin{align} \langle I_{in} \rangle &= I_{out}\space\frac{V_{out}}{V_{in}}=I_{out}\space D \qquad &[9.3a] \\ Δ I_{in} &= I_{out} &[9.3b] \\ V_{out} &= V_{in}\space\frac{t_{ON}}{T}=V_{in}\space D &[9.3c] \\ D &= \frac{V_{out}}{V_{in}} &[9.3d] \\ I_{out}(min) &= \frac{T}{2L}V_{out}\left( 1-\frac{V_{out}}{V_{in}} \right ) = \frac{T}{2L}V_{out}\space(1-D) &[9.3e] \\ Δ I_{C(out )} &= \frac{T}{L}V_{out}\space(1-D) &[9.3f] \\ I_L(pk) &= I_{out} + \frac{T}{2L}V_{out}\space(1-D) &[9.3g] \\ L(min) &= \frac{T}{2}\frac{V_{out}}{I_{out}}(1-D) &[9.3h] \end{align} \] где \(\langle I_{in} \rangle\) - усреднённое по времени значение входного тока, а \(Δ I_{in}\) и \(Δ I_{C(out )}\) - приближённые амплитудные значения тока пульсаций на входе и выходе ( это важная для выбора конденсатора цифра 70 ). Первое уравнение верно независимо от режима работы ( CCM или DCM ). Формулы для минимальной индуктивности и минимального выходного тока дают цифры для критического режима неразрывного тока CCM. Для расчётов минимальной индуктивности надо использовать значение минимального выходного тока, а для расчёта минимального выходного тока - максимальную величину входного напряжения \( V_{in}\) .

Упражнение 9.8
Требуется вывести уравнения [9.3a]-[9.3h] ( и не забудьте сообщить авторам обо всех замеченных ошибках ).
Подсказка: для \(I_{out}(min) \) и \(L(min) \) следует учитывать, что выходной ток \(I_{out}\) равен половине разности максимального и минимального токов катушки \(Δ I_L\) на границе режима CCM. Этот факт хорошо заметен по графику тока индуктивности \(I_L\) на рис. 9.62 .

9.6.5.B Понижающий преобразователь: пример I

Попробуем создать преобразователь на очень простой и недорогой микросхеме MC34063 ( рис. 9.63 ). Это разработка из 1980-х ценой около $0.50. Несмотря на древность происхождения, MC34063 весьма популярна при построении простых источников, потому что цена её невысока, а требования к компонентам очень скромные. Микросхема выпускается в различных 8-ногих корпусах ( DIP, SOIC, SOP ) несколькими компаниями. В её состав входит генератор, усилитель ошибки с опорным источником, токоограничивающий компаратор и выходная пара Дарлингтона с выведенными наружу коллектором и эмиттером. Работает она незамысловато и обходится без обычного в таких схемах режима ШИМ. При широтной модуляции постоянно меняется время проводимости ключа ( рис. 9.72 ). MC34063 не меняет скважность рабочего цикла, а просто разрешает работу ключа пока напряжение на входе обратной связи ( «FB» ) остаётся ниже внутреннего опорного уровня +1.25 V . Превышение опорного уровня запрещает циклы проводимости. Этот режим можно рассматривать как грубую форму ШИМа, где модуляция меняет соотношение разрешённых/запрещённых циклов 71 . Такая организация обратной связи называется проговой .

Рис. 9.63 Популярный преобразователь за $0.50. Доступ ко всем выводам 1.5-амперного ключа позволяет легко построить понижающий, повышающий или инвертирующий преобразователь

Будем считать, что на входе имеется +15 V , и построим преобразователь с регулируемым выходом на +5V при токе 500 mA . Схема приведена на рис. 9.64 . Расчёт несложен.

Рис. 9.64 Понижающий регулятор на MC34063. В отличие от схемы пропорционального ШИМ, простое релейное управление не требует корректирующих элементов в цепи обратной связи. По этой же причине параметры схемы далеки от идеальных

  1. Выбираем рабочую частоту: здесь взята 50 kHz , что является половиной от максимальной рекомендованной. Для такой частоты справочные данные рекомендуют \( C_T\) =470 pF . Генератор работает при отношении \( t_{ON}/t_{OFF}\) =6 , поэтому время замкнутого состояния ключа \( t_{ON}\) =17 μs .
  2. Рассчитываем индуктивность так, чтобы преобразователь работал в DCM режиме 72 , предполагая переход в CCM при минимальном входном напряжении и максимальном токе нагрузки. При переходе в CCM выходной ток равен половине пикового тока индуктивности \( I_L(pk) \) . Отсюда, используя соотношение \( V=L( dI/dt )\) ( и учитывая 1V падения на паре Дарлингтона ), получаем \(L=t_{ON}( V_{in}-V_{SW}-V_{out}\space)\)/2\(I_{out}\) =153 μH и берём ближайшее стандартное значение 150 μH .

==645

  1. Считаем значение токочувствительного резистора \(R_S\) , чтобы ограничивать пиковый ток \( I_L(pk) \) несколько выше ожидаемого значения 1A , но ниже максимального тока ключа 1.5 A . Для ограничения 1.2A получаем \(R_S\) =300 mV/\(I_{lim}\) =0.25 Ω 73 .
  2. Выбираем выходной конденсатор так, чтобы напряжение пульсаций не вызывало чувство протеста. Пульсации можно оценить, рассчитав повышение напряжения на ёмкости за один цикл проводимости ( при котором ток через ключ возрастает от 0 до \(I_L(pk) \) ): \(Δ V=t_{ON}I_L(pk) \)/2\( C_{out}\) . Таким образом, на конденсаторе величиной 220 μF амплитуда пульсаций составит ∼40 mV 74 .

Несколько замечаний

  1. Схема заработает, но параметры будут далеки от идеала. А именно, грубое релейное управление вкупе с разрывным током катушки породит большие пульсации, а возможно, и слышимый писк, вызванный периодическим пропуском циклов.
  2. Схема включения пары Дарлингтона не позволяет загнать ключ в насыщение, что негативно влияет на эффективность. Проблема лечится подключением коллектора драйвера «VD» к источнику входного напряжения через токоограничивающий резистор величиной около 200 Ω .
  3. Ток ключа ограничен пиковым током 1.5 A , что явно мало для нагрузок, больших 0.75 A . Исправляется внешним pnp или p-МОП транзистором ( для этой конкретной схемы ). Главный плюс такого решения - очень низкая цена и отсутствие забот о стабильности или дополнительной компенсации. Эту схему часто можно увидеть в примитивных устройствах типа зарядок для телефонов и им подобных изделиях 75 .

9.6.5.C Понижающий преобразователь: пример II

К счастью, есть очень хорошие ключевые преобразователи, которые используют пропорциональный ШИМ и, более того, в самом деле облегчают построение схем ( многие упоминаются в табл. 9.5a и 9.5b , которые разбираются позже ). Например, National Semiconductor ( часть Texas Instruments ) создала серию ИМС «Simple Switcher», каждая из которых уже настроена на работу в повышающей, понижающей или инвертирующей топологии, причём все необходимые элементы компенсации и обратной связи уже есть в самом кристалле 76 . Семейство закрывает напряжения до 40 V и токи до 5A , имеет опорный источник, генератор, встроенную защиту по току, перегреву, а в некоторых и схему плавного запуска ( см. §9.6.8.G ), функцию синхронизации и выключения. Самое приятное, что семейство радикально упрощает разработку преобразователя. В справочных данных есть пошаговая инструкция, плюс, наличествует веб-среда разработки, которая позволяет рассчитать схему и получить номиналы компонентов ( включая наименования рекомендованных типов элементов ) вместе с итоговыми характеристиками устройства.

Такая схема показана на рис. 9.65 . Здесь входное напряжение 14 V от автомобильного аккумулятора преобразуется в выходное напряжение +3.3 V и может давать до 5A для цифровой логики. Номиналы компонентов получены в ходе выполнения пошаговой инструкции из справочных данных. КПД схемы с указанными типами деталей составляет 80% , а пульсации менее 1% от \( V_{out}\) , т.е. ∼30 mV .

Рис. 9.65 Понижающий регулятор на «Simple Switcher» LM2677 - ИМС с очень интересной внутренней схемой компенсации. Номиналы компонентов и их типы получены в ходе выполнения пошаговой инструкции по расчёту из справочных данных

==646

Выбранная микросхема LM2677 ( и прочие члены семейства «Simple Switcher» ) развивает оригинальную архитектуру LM2574/5/6 ( 0.5, 1 и 3A соответственно ), работающую на частоте 52 kHz , для которой выпускают недорогие крупносерийные компоненты 77 . Модернизированная линейка LM2670, членом которой является LM2677, работает на частоте 260 kHz , имеет выходной ток до 5A и требует установки вспомогательного конденсатора ( \( C_B\) на схеме ) для работы с внешним МОП транзистором.

Несколько замечаний

  1. Данная схема даёт в 10 раз больше тока, чем вариант на MC34063A с рис. 9.64 , причём все её параметры ( регуляция, пульсации, реакция на переходные процессы ) существенно лучше. Цена также ровно в 10 раз выше - $5 против $0.5 78
  2. Хорошая эффективность достигается за счёт использования n-канального МОП транзистора. На его затвор подаётся более высокое, чем \( V_{in}\) напряжение, которое вырабатывает внутренняя схема накачки, а \( C_B\) необходим для её работы.
  3. Стоит обратить внимание на параллельное соединение конденсаторов на входе и выходе. Данный приём часто используется в преобразователях, где важно максимально снижать ESR и ESL ( эквивалентную последовательную индуктивность ). Такое решение позволяет снизить пульсации напряжения, имеющие токовую природу, и одновременно удержать токи пульсаций на конденсаторах в допустимых пределах 79 .
  4. Если нужно какое-либо стандартное выходное напряжение, например, +3.3 V , как на схеме, можно сэкономить два резистора и взять микросхему с фиксированным выходом LM2677-3.3. Зато регулируемая версия LM2677-ADJ позволяет не только свободно выбирать напряжение, но и сократить складское разнообразие.
  5. Отметим также, что входной ток схемы существенно меньше выходного. Это следствие высокого КПД преобразования и основное преимущество по сравнению с линейными регуляторами.
  6. Фиксированный КПД означает также, что, если повысить входное напряжение, то входной ток снизится, т.е. схема имеет признаки отрицательного сопротивления. Данный факт имеет кое-какие следствия. Скажем, LC фильтр на входе может вызвать в схеме генерацию. Такая же проблема возникает в преобразователях переменного сетевого напряжения.

Упражнение 9.9
Какая максимальная теоретическая эффективность проходного линейного регулятора, который выдаёт +3.3 V , имея на входе +14 V ?

Упражнение 9.10
Как КПД ключевого понижающего преобразователя влияет на отношение выходного тока ко входному? Как выглядит данное отношение в линейном регуляторе?

==647

9.6.6 Повышающие преобразователи

В отличие от линейных, ключевые регуляторы могут выдавать выходное напряжение, которое выше входного. Базовая повышающая конфигурация приведена на рис. 9.61B и повторена на рис. 9.66 . Она же встречалась ранее на рис. 9.55 рядом с линейным регулятором. В проводящей части рабочего цикла, когда ключ замкнут, точка «Y» близка к потенциалу земли, и ток в индуктивности линейно возрастает. Затем ключ размыкается, и напряжение в точке «Y» стремительно возрастает, т.к. индуктивность стремится поддержать ток в цепи. Диод открывается, и ток индуктивности начинает накачивать заряд в конденсатор. В такой схеме выходное напряжение может быть значительно больше входного.

Рис. 9.66 Базовая неизолированная повышающая схема

9.6.6.A Соотношения для повышающей схемы ( режим неразрывного тока )

На рис. 9.67 показаны эпюры напряжения и тока в повышающей схеме, построенной на идеальных компонентах. Как и в случае понижающего преобразователя ( рис. 9.61A ), вывести рабочие уравнения для режима неразрывного тока трудностей не составляет.

Рис. 9.67 Принцип действия повышающего преобразователя. Пока ключ ЗАМКНУТ, ток в индуктивности линейно возрастает, а когда ключ РАЗОМКНУТ, ток линейно спадает. Выходное напряжение равно входному напряжению, поделенному на долю разомкнутой части рабочего цикла. Если схема работает в режиме неразрывного тока ( CCM ) как здесь, входной ток равен среднему току индуктивности

\[ \begin{align} \langle I_{in} \rangle &= I_{out}\space \frac{V_{out}}{V_{in}}=I_{out}\space \frac{1}{1-D} \qquad &[9.4a] \\ Δ I_{in} &= \frac{T}{L}V_{in}\space D &[9.4b] \\ V_{out} &= V_{in}\space \frac{T}{t_{OFF}}=V_{in}\space \frac{1}{1-D} &[9.4c] \\ D &= 1- \frac{V_{in}}{V_{out}} &[9.4d] \\ I_{out}(min) &= \frac{T}{2L}\left ( \frac{V_{in}}{V_{out}}\right )^2 ( V_{out}-V_{in}\space ) = \frac{T}{2L}V_{out}\space D\space (1-D )^2 &[9.4e] \\ Δ I_{C(out )} &= I_{out}\space \frac{1}{1-D} &[9.4f] \\ I_L(pk) &= I_{out}\space \frac{1}{1-D} + \frac{T}{2L}V_{in}\space D &[9.4g] \\ L(min) &= \frac{T}{2I_{out}}\left(\frac{V_{in}}{V_{out}}\right )^2( V_{out}-V_{in}) &[9.4h] \end{align} \]

Первое соотношение верно для любого режима работы ( и для CCM, и для DCM ). Уравнения для минимальной индуктивности и минимального выходного тока определяют величины для критического режима неразрывного тока. Для расчёта минимального выходного тока \(I_{out}(min) \) и минимальной индуктивности \(L(min) \) надо использовать максимальное значение \( V_{in}\) , а для минимальной индуктивности ещё и минимальный выходной ток.

Упражнение 9.11
Требуется заполнить лакуну и вывести уравнения [9.4a]-[9.4h] .
Подсказка: для \(I_{out}(min) \) и \(L(min) \) надо использовать тот факт, что на границе CCM входной ток \(I_{in}\) равен половине величины пульсаций тока \(Δ I_L\) ( рис. 9.67 ).

Упражнение 9.12
Почему повышающая схема не может использоваться в качестве понижающего регулятора?

Разработка повышающего ( и инвертирующего ) преобразователя аналогична работе над понижающей схемой, поэтому с целью сокращения письма здесь приводиться не будет.

==648

9.6.7 Инвертирующая схема

Инвертирующий преобразователь показан на рис. 9.61C и повторён здесь на рис. 9.68 . Пока ключ замкнут, линейно возрастающий ток течёт со входа через индуктивность ( точка «Z» ) в землю. Пытаясь сохранить ток в цепи после размыкания ключа, индуктивность опускает потенциал точки «Z» в отрицательную область настолько, насколько этого требуют условия неразрывности тока. В этот момент ток течёт в индуктивность из нагрузки и выходного конденсатора. Выходное напряжение при этом отрицательное, а его средняя абсолютная величина может быть и выше, и ниже входного ( уровень задаётся цепью обратной связи ). Таким образом, инвертирующая схема может быть и повышающей, и понижающей.

Рис. 9.68 Базовая неизолированная инвертирующая схема

9.6.7.A Соотношения для инвертирующей схемы ( режим неразрывного тока )

На рис. 9.69 показаны формы напряжений и токов в инвертирующем регуляторе, собранном, как обычно, на идеальных компонентах. Не без усилий, но можно показать, что работа схемы 9.68 описывается следующими соотношениями.

Рис. 9.69 Работа инвертирующей схемы. Ток индуктивности линейно растёт, когда ключ ЗАМКНУТ, и линейно снижается, когда ключ РАЗОМКНУТ. Выходное напряжение противоположно по знаку входному, а его амплитуда равна произведению входного напряжения на отношение замкнутого времени к разомкнутому \( t_{ON}/t_{OFF}\) ( режим неразрывного тока, как здесь )

\[ \begin{align} \langle I_{in} \rangle &= I_{out}\space \frac{V_{out}}{V_{in}}=-I_{out}\space \frac{D}{1-D} \qquad &[9.5a] \\ Δ I_{in} &= \frac{\langle I_{in} \rangle}{D} &[9.5b] \\ V_{out} &= -V_{in}\space \frac{t_{ON}}{t_{OFF}}=-V_{in}\space \frac{D}{1-D} &[9.5c] \\ D &= \frac{|V_{out}|}{|V_{out}| + V_{in}} &[9.5d] \\ I_{out}(min) &= \frac{T}{2L}V_{out}\space \left ( \frac{V_{in}}{V_{in}+|V_{out}|}\right )^2 = \frac{T}{2L}V_{out}\space (1-D)^2 &[9.5e] \\ Δ I_{C(out )} &= I_{out}\space \frac{1}{1-D} &[9.5f] \\ I_L(pk) &= I_{out}\space \frac{1}{1-D} + \frac{T}{2L}V_{in}\space D &[9.5g] \\ L(min) &= \frac{T}{2}\frac{V_{out}}{I_{out}}\left(\frac{V_{in}}{V_{in}+|V_{out}|}\right )^2 &[9.5h] \end{align} \]

Как и в двух предыдущих случаях, первое уравнение верно и для режима CCM, и для режима DCM. Соотношения для минимальной индуктивности и минимального выходного тока соответствуют критическому режиму неразрывного тока. Для них надо брать максимальное значение \( V_{in}\) , а для минимальной индуктивности \(L(min) \) ещё и минимальный выходной ток. В соотношениях используется символ абсолютного значения \(|V_{out}\space |\) , и в двух из них читатель, забывший об обратной полярности величины, может серьёзно подвиснуть 80 .

Упражнение 9.13
Последнее ( и самое сложное 81 ) усилие: требуется вывести соотношения [9.5a]-[9.5h] .
Подсказка: для \(I_{out}(min) \) и \(L(min) \) надо использовать тот факт, что на границе CCM средний ток индуктивности \(\langle I_L \rangle\) равен половине изменения тока через неё \(Δ I_L\) . Дальше надо показать, как \(\langle I_L \rangle\) соотносится с \(I_{in}\) ( или \(I_{out}\) ) и записать формулу.

==649

9.6.8 Дополнительные замечания к схемам неизолированных преобразователей

Здесь удобное место для некоторой передышки перед погружением в тему преобразователей с трансформаторной изоляцией. Её стоит использовать для рассмотрения общих для всех трёх схем вопросов.

9.6.8.A Большая разница напряжений

Отношение выходного напряжения ко входному во всех основных схемах зависит от скважности D=\(t_{ON}\)/T , что отражено в соотношениях выше. Для умеренных отношений всё отлично работает, но при попытке получить большую разницу, например +1.5 V из +48 V на входе, обнаруживается неприятное укорочение импульсов, что увеличивает ударную нагрузку на транзисторы в виде повышенных напряжений и токов и снижает общую эффективность. Правильнее было бы использовать преимущества трансформатора в виде отношения витков, обеспечивающих дополнительное преобразование напряжения. Скоро будет показано, как это делается в аналогичных изолированных схемах: прямоходовой и обратноходовой .

9.6.8.B Разрывный режим тока и пульсации

Три базовые схемы сильно разнятся в отношении входных и выходных пульсаций тока. Рассмотрим в частности режим неразрывного тока. Понижающий преобразователь будет выдавать непрерывный ток в выходной конденсатор, но забирать из источника \(+V_{in}\) пульсирующих ток, повышающий выдаёт в нагрузку пульсирующий ток, но забирает непрерывный, а у инвертора пульсирующий ток на обоих концах. Пульсирующие ( разрывные ) токи очень нежелательны на больших мощностях, потому что при сравнимых характеристиках вынуждают ставить большие фильтрующие конденсаторы с низкими значениями ESR/ESL. Существуют некоторые интересные схемы, решающие именно эти проблемы ( см. §9.6.8.H ). Особенно интересна схема Чука (Ćuk ), см. рис. 9.70 , которая имеет неразрывные токи и на входе, и на выходе.

9.6.8.C Управление по напряжению и по току

Подробности организации цепей обратной связи и регулирования напряжения в ключевых преобразователях уже затрагивался в теме релейного режима пропуска импульсов в MC34063 ( рис. 9.64 ) и более распространённого пропорционального ШИМа ( рис. 9.65 ). Широтно-импульсная схема может быть реализована двумя способами, известными как управление по току и управление по напряжению. В режиме управления по напряжению сигнал ошибки сравнивается с внутренним пилообразным или треугольным сигналом для задания продолжительности замкнутой фазы. В токовом режиме вместо пилообразного или треугольного сигнала с напряжением ошибки сравнивается ток ключа, линейно возрастающий по закону \( V=L( dI/dt )\) . По итогам сравнения ключ размыкается. Дополнительные подробности раскрываются в §9.6.9 .

9.6.8.D Малошумящие ключевые преобразователи

Ключевые схемы шумят! На рис. 9.53 , где сравнивались характеристики линейного и ключевого регуляторов на 5V , частично раскрываются подробности этого «свойства». Во-первых, создаётся масса шума на частоте переключения ( обычно это диапазон 20 kHz...1 MHz ). Во-вторых, частота переключения может меняться 82 , что вызывает появление интерференции уже в некоторой полосе частот. И, в-третьих, самое неприятное, что сигнал переключения практически невозможно подавить, а распространяется он и в виде излучения, в виде токов в земляной шине. Последняя особенность хорошо видна на рис. 9.53 : только-только с большим трудом шум задавили в каком-то месте ( рис. 9.53B ), как тот же шумовой сигнал тут как тут в паре сантиметров в сторону ( рис. 9.53C )!

==650

Проблема хорошо известна, и есть разные методы борьбы с шумом переключения. В самом простом случае хорошо помогают LDO стабилизатор или LC фильтр на выходе. В более сложных ситуациях приходится использовать такие топологии преобразователей, которые обходятся без токовых импульсов на входе или/и на выходе, например, схему Чука §9.6.8.H . Либо схема изменяется так, чтобы резонансные свойства дополнительных индуктивностей и емкостей помогали замыкать ключи, когда напряжение на них близко к нулю ( ZVS - переключение при нулевом напряжении ), а размыкают, когда близок к нулю ток ( ZCS - переключение при нулевом токе ). Наконец, некоторые преобразователи ( как-то: LT1533, LT1534, LT1738 и LT3439 ) имеют схемы ограничения напряжения на ключах и скорости нарастания тока и напряжения, которые снижают как излучаемую долю шума, так и наводки в цепи земли.

В своих размышлениях о шуме ключевых преобразователей не стоит упускать из виду пути его распространения, а именно:

  1. пульсации с частотой переключения и амплитудой 10...100 mV(pp) , проникающие через выходные клеммы;
  2. синфазные пульсации на выходных клеммах ( их можно рассматривать как токи наводок по цепи земли ), вызывающие всё то безобразие, которое показано на рис. 9.53C ;
  3. пульсации с частотой переключения, проникающие в источник, стоящий на входе ключевого преобразователя;
  4. шум в форме электромагнитного излучения с частотой переключения и её гармоник, передаваемый антеннами в виде схемных индуктивностей и печатных проводников, через которые протекают переключаемые токи.

Ключевые источники могут доставить массу проблем в схемах с низкоуровневыми сигналами ( скажем, 100 μV и ниже ). Сплошное экранирование и фильтрация всего подряд может помочь, но, возможно, правильнее будет с самого начала использовать линейные источники питания.

9.6.8.E Выбор индуктивности

В выборе величины индуктивности есть известная свобода. Обычно разработчик хочет, чтобы ШИМ преобразователь работал в режиме неразрывного тока ( это не относится к преобразователям с релейным управление типа MC34063 из примера выше ). Такой режим предполагает минимальную индуктивность для заданной частоты переключения и минимального тока нагрузки. Но большая индуктивность дополнительно снижает минимальную величину тока нагрузки, уменьшает пульсации тока для заданной нагрузки и увеличивает КПД. Правда, кроме того, большая индуктивность уменьшает величину максимального тока нагрузки, ухудшает реакцию на переходные процессы 83 и увеличивает внешние габариты преобразователя. Выбор за разработчиком.

9.6.8.F Устойчивость обратной связи

Ключевые преобразователи требуют гораздо больше внимания при расчёте цепей частотной коррекции, нежели, например, схемы на операционных усилителях. Проблемы порождают три фактора. Во-первых, выходная LC цепь создаёт «2-полюсное» запаздывание фазы, т.е. фаза исходно задержана на 180° и нуждается в компенсирующем «нуле». Во-вторых, параметры нагрузки в виде дополнительной проходной ёмкости, нелинейности и т.п. прямо влияют на характеристики обратной связи. И, в-третьих, усиление и фаза преобразователя резко меняются при переходе в режим разрывного тока. Чтобы ещё больше запутать и без того непростую ситуацию, добавим, что режим управления по напряжению сильно отличается от управления по току. Последний способ удобнее с точки зрения сдвига фаз на LC цепях, но имеет «субгармоническую нестабильность», когда скважность сигнала на ключе превышает 50% ( исправляется методом под названием «компенсация наклона» ).

Самым простым решением для обычного пользователя будет выбор микросхемы, имеющей встроенные цепи коррекции, например, что-нибудь из серии «Simple Switcher» ( рис. 9.65 ), или преобразователь, к которому прилагается подробная методика расчёта таких цепей. В любом случае разработчик ( это, кстати, вы ) должен в обязательном порядке проверять всё то, что он напроектировал 84 .

9.6.8.G Плавный запуск

Сразу, как только на какой-либо регулятор подаётся напряжение, цепь обратной связи пытается привести выход к требуемым кондициям. В случае ключевых преобразователей это проявляется в максимальном увеличении скважности сигнала на ключе. В ходе начальной зарядки выходного конденсатора в схеме возникает пусковой ток. Вместе эти факторы могут привести к перенапряжению на выходных клеммах [* большая скважность - плохая регуляция и одновременно быстрый рост выходного напряжения] с потенциально разрушительными последствиями для нагрузки. На самом деле ситуация ещё хуже. Магнитный материал катушки ( или трансформатора ) может войти в насыщение ( достичь максимальной плотности магнитного потока ), в этот момент её индуктивность резко падает, заставляя ток столь же резко возрасти. Насыщение сердечника - основная причина выгорания компонентов. Его следует избегать всеми способами.

==651

Особенно остро эта проблема стоит в преобразователях сетевого напряжения, где входной каскад ( диодный мост и накопительный конденсатор ) вносят собственный вклад в увеличение пускового тока, а из сети могут лезть токовые иголки. Изложенные причины привели к появлению преобразователей со схемой плавного запуска, которые ограничивают скважность для постепенного выхода на рабочий режим. Наличие такой опции указывается в колонке «soft start» табл. 9.5a , 9.5b и 9.6 .

9.6.8.H Повышающе-понижающие топологии

Для понижающей схемы \( V_{out}\space \) должно быть ниже, чем \( V_{in}\) , а для повышающей наоборот \( V_{out}\) выше, чем \( V_{in}\) . В обоих случаях, если указанные соотношения не выполняются, ток в катушке прекращается. Но иногда требуется преобразователь, который позволил бы, чтобы входное напряжение могло колебаться в обе стороны относительно выходного. Например, батарейное питание для цифровой логики на +2.5 V с двумя элементами «AA» начинает работу с уровня 3V , а заканчивает при 1.8 V . В бортовой сети автомобиля, рассчитанной на «12-вольтовую» батарею, может быть +13.8 V при работе генератора, +8V при запуске двигателя и +40 V при «отрыве» нагрузки .

Инвертирующий преобразователь ( рис. 9.61C ) позволяет такой режим работы, но он инвертирует полярность. На рис. 9.70 показаны три интересные конфигурации, которые позволяют перекрывать диапазоны входного и выходного напряжения . Работу первой понять проще всего: оба ключа работают синхронно, подавая \( V_{in}\) на катушку в течение времени \( t_{ON}\) . В промежутке \( t_{OFF}\) ток индуктивности течёт через пару диодов в выходную цепь. Без учёта падений на диодах и ключах произведения входного и выходного напряжений на время должны быть равны, отсюда \( V_{out}=( t_{ON}/t_{OFF})V_{in}\) . Примером такого преобразователя служит LTC3534 ( с внутренними МОП ключами ) и LTC3789 ( с внешними ключами ). Обе микросхемы используют синхронное выпрямление с МОП транзисторами вместо диодов Шоттки, т.е. четыре транзистора на всё. Синхронные преобразователи отмечаются в колонке «synchronous» в табл. 9.5a ( стр. 653 ), табл. 9.5b ( стр. 654 ) и табл. 9.6 ( стр. 658 ).

Рис. 9.70 Преобразователи, которые позволяют перекрываться входным и выходным уровням напряжения. В схеме (A) оба ключа работают в паре в повышающе-понижающей конфигурации. SEPIC (B) и Ćuk (C) используют один ключ, но зато две индуктивности с опциональной магнитной связью. Преобразователь Чука - инвертирующий

Схемы SEPIC ( однополярный преобразователь с индуктивностью на входе ) и Ćuk 85 требуют только одного ключа. У варианта Чука есть примечательная особенность: если две используемые в нём катушки имеют магнитную связь, т.е. намотаны на одном сердечнике, на выходе схемы токовых пульсаций не будет. Это свойство было обнаружено случайно, но сейчас словарь разработчиков ключевых источников пополнился термином «феномен нулевых пульсаций». Следует добавить, что замечательный преобразователь Чука работает в режиме неразрывных токов и на входе, и на выходе, чего нет ни в повышающей, ни в понижающей, ни в инвертирующей, ни в SEPIC схемах.

[* Пояснения по работе схемы SEPIC .

Начальный момент: на выходе 0V , ключ ОТКРЫТ, тока в индуктивностях нет, разделительный конденсатор заряжен до \( Vin\) .

Ключ ЗАМЫКАЕТСЯ.

Во входной индуктивности появляется ток, её сердечник начинает заряжаться. Разделительный конденсатор не может мгновенно разрядиться, значит, его правая ( выходная ) обкладка уходит на уровень «\(-Vin\)» ( ибо на левой 0V , а разность потенциалов \( Vin\) ) , выходной диод смещается в обратном направлении ( запирается ), изолируя выход схемы. В этот момент появляется ток в выходной катушке. Что характерно, ток совпадает по направлению с током входной индуктивности: входная - ток от входной клеммы к выходу «с точкой», выходная - ток от земли к обкладке разделительного конденсатора с потенциалом «\(-Vin\)», т.е. тоже к выходу «с точкой».

Ключ РАЗМЫКАЕТСЯ.

Ток в индуктивности не может прекратиться мгновенно и продолжает течь в исходном направлении, разряжая сердечник. На выходе «с точкой» входной индуктивности появляется потенциал \( Vin+Vout+Vdiode\) , потому что конденсатор по-прежнему не может изменить разницу на обкладках ( \( Vin\) ) , а выше указанного потенциала избыточный ток начинает уходить во вторичную цепь через тот самый разделительный конденсатор ( который изменить напряжение на обкладках ни-ни, а вот ток пропустить со всем его электрическим удовольствием ), смещает диод в прямом направлении и начинает заряжать конденсатор выходного фильтра и подпитывать нагрузку ( на правой обкладке разделительного конденсатора при этом потенциал \( Vout+Vdiode\) ). Справа индуктивность тоже продолжает накачивать положительный уровень на выводе «с точкой». Её ток также начинает заряжать конденсатор выходного фильтра и подпитывать нагрузку.

Ключ ЗАМЫКАЕТСЯ...

Характерный момент: токи индуктивностей текут в одном направлении. По описанию легко понять, что магнитная связь между ними не нужна - схема будет работать и на двух независимых катушках. Если катушка одна, то просто повысится КПД, т.к. при передаче энергии не будут влиять неидеальности разделительного конденсатора. Если катушки на едином магнитопроводе, то разделительный конденсатор можно выкинуть и получить тривиальный флайбэк ( §9.6.11 ).

С Чуком сами разбирайтесь в качестве домашнего задания ] .

9.6.9 Режим управления по напряжению и по току

В §9.6.8.C упоминалось, что существуют два подхода к реализации широтно-импульсной модуляции ( рис. 9.71 ).

Рис. 9.71 Широтно-импульсная модуляция в ключевых преобразователях. В схеме управление по напряжению (A) напряжение ошибки ( \( V_{ERR}=V_{REF}-FB\) ) сравнивается с внутренним пилообразным сигналом, а при управлении по току (B) вместо генератора пилы используется линейно возрастающий ток ключа

На самом верхнем уровне оба метода сравнивают выходное напряжение с внутренним опорным, чтобы получить сигнал ошибки. Таким образом, оба метода относятся к регуляторам напряжения ( не следует путать «управление по току» с регулятором тока ). Разница между схемами в том, как сигнал ошибки используется для регулировки длительности импульсов. В управлении по напряжению сигнал ошибки сравнивается с пилообразным напряжением от внутреннего генератора, чтобы получить длительность ЗАМКНУТОГО состояния ключа 86 . В управлении по току пилообразное напряжение с генератора заменяется на возрастающий ток в катушке ( ключе ), а внутренний генератор используется для запуска очередного цикла преобразования 87 , см. рис. 9.71B и 9.72 . Метод управления ключом отмечается в табл. 9.5a , 9.5b и 9.6 .

Рис. 9.72 Форма сигналов для ШИМа с обратной связью по напряжению и по току

==652

Что выбрать? Перед тем, как сравнивать между собой оба варианта, можно обдумать иной подход. Почему бы ни взять микросхему, удовлетворяющую заданным требованиям ( напряжение, ток нагрузки, простота использования, цена, доступность и т.д. ) и прекратить беспокоиться о методах, которыми разработчик микросхемы этого достиг?

А теперь сравнение.

9.6.9.A Управление по напряжению

Это традиционная форма ШИМ. Достоинства:

  1. простота анализа единственного пути обратной связи;
  2. низкий выходной импеданс силового каскада;
  3. хорошая помехоустойчивость ( благодаря внутреннему генератору пилы ).

Недостатки:

  1. требует аккуратной частотной коррекции из-за выходного 2-полюсного LC фильтра 88 ;
  2. медленная реакция по цепи обратной связи ( особенно при изменениях на входе );
  3. требует отдельной схемы ограничения тока ключа.

9.6.9.B Управление по току

Режим управления по току обрёл популярность в 1980-х, когда стали очевидны его достоинства, которые включают:

  1. быстрый отклик на входные воздействия;
  2. конструктивное ограничение тока ключа в каждом цикле;
  3. увеличенный запас по фазе во внешней цепи обратной связи по выходному напряжению, потому что выходной каскад, работающий в режиме источника тока, нивелирует сдвиг фазы от катушки индуктивности, оставляя один полюс, вместо двух;
  4. выходы одинаковых источников можно запараллеливать.

Недостатки:

  1. более сложный анализ двух вложенных цепей обратной связи, облегчаемый, впрочем, большой разницей характеристических частот;
  2. изначально более высокий выходной импеданс выходного каскада в токовом режиме делает схему более чувствительной к изменениям нагрузки, а быстрая реакция обратной связи только усугубляет это положение;
  3. чувствительность к помехам, особенно на низких нагрузках, и к резонансам, т.к. ШИМ отслеживает возрастающую ветвь тока ключа;
  4. досрочное размыкание ключа при появлении выбросов на переднем фронте из-за паразитных емкостей и эффектов обратного восстановления диода;
  5. нестабильность и субгармонические резонансы при циклах с высокой скважностью [* т.е. при больших нагрузках] .

Заплатки. Разработчики придумали достаточно разных интересных методов исправления недостатков каждого из видов обратной связи. Медленная реакция на входные изменения в схемах с управлением по напряжению исправляется введением опережающего сигнала в блок управления наклоном пилообразного сигнала, а медленная реакция по ветви обратной связи может быть улучшена повышением рабочей частоты. Для токового режима набор приёмов включает блокировку на переднем фронте, чтобы выключить из наблюдения броски при замыкании ключа и «компенсацию наклона» для восстановления стабильности при больших значениях скважности.

==653

Выбор режима управления: оба интересны. В современной практике используются оба режима, и для каждого есть масса контроллеров. В общем случае управление по напряжению используется в следующих случаях:

  1. в шумном окружении или при небольшом токе нагрузки;
  2. в схемах с несколькими выходами при одном силовом ключе ( т.е. в преобразователе используется трансформатор с несколькими вторичными обмотками ).

Управление по току используется там, где:

  1. требуется быстрая реакция на переходные процессы и важны пульсации;
  2. желательна возможность запараллеливать выходы нескольких источников;
  3. хочется избежать переусложнённых схем частотной коррекции «полюс-нуль»;
  4. требования по надёжности регламентируют наличие контроля тока в каждом рабочем цикле 89 .

В табл. 9.5a и 9.5b перечислены некоторые «интегральные» ( т.е. с внутренними ключами ) микросхемы, а в табл. 9.6 ( стр. 658 ) - контроллеры, требующие использования внешних МОП транзисторов ( которые можно подобрать в табл. ##3.4 ( стр. ##188 ) и табл. ##3.8 ( стр. ##218 ).

9.6.10 Трансформаторные преобразователи: базовые схемы

Table 9.5a Voltage-mode Integrated Switching Regulators®

Notes: (a) all have integrated power switch(es ), current-sensing, and (in some cases ) loop compensation; listed in order of increasing switch current. (b) number of fixed voltages available; all except NCP1400 A have adjustable versions. (c) H=hysteretic mode; P=PWM fixed frequency; T=min foff, max fon; V2=ONsemi "V2" control. (d) adjustable current limit. (e) B=BJT; M=MOSFET. ( f) see LMZ23608 for Vin to 36 V. ( g ) typical number of external parts (not counting bypass caps ); two numbers indicate fixed/adjustable. (h) 60 V for HV suffix. (m) adjustable current limit. (n ) no adjustable version. (o) restart threshold. ( p) CS51411 for 260 kHz. (q) reduced freq or pulse skipping at low load. ( s ) parts with SHDN can have UVLO added with an ext circuit. ( t ) typical. (u ) plus Isw/50, etc., when the switch is ON (a power-dissipation issue if used with high Vsupply ). (v) plus BJT switch drive current, on BOOST pin, taken from low-voltage buck output. (x) runs down to 0.9 volts. (y ) runs down to 0.3 volts. (z) runs down to 0.5 volts. Comments: 1: pin compatible with LTC1375 . 2: many second sources. 3: NCP3126 and 3127 for lower current. 4: negative Vout to -35 V ( see datasheet ); Vin comp; LT1076 for 2A. 5: featured in text. 6: NCP1402 for 200 mA. 7: 96\text% effy, low-batty comp. 8: single-cell stepup.

==654

Table 9.5b Selected Current-mode Integrated Switching Regulatorsa

Notes: (a) listed by increasing switch current; all have integrated switch, current-sensing, and in some cases loop compensation; all have shutdown capability except LM2577; all have thermal shutdown. (b) no power shutdown function; also UC2577. (c) H=hysteretic curr mode; M=Fixed peak current, with a minimum off time; O=var freq fixed off time; P=PWM fixed freq. (d) non-isolated boost higher voltages with a transformer. (e) with external parts. ( f) suffix HV for 18 V version. ( g ) typical number of external parts (not counting bypass caps ); two numbers indicates fixed/adjustable. (h) suffix HV for 60 V version. (k ) 5A for LM2587. (m) maximum. (n ) also negative, -2.5 V. (o) restart threshold. ( p) reduced freq or pulse skipping at low load. ( r ) reduced frequency during low Vout. ( s ) parts with SHDN can have UVLO added with an external circuit. ( t ) typical. (u ) plus Isw/50, etc., when the switch is On (a power-dissipation issue if used with high Vsupply ). (v) plus BJT switch drive current, on BOOST pin, taken from low-voltage buck output. (w) low side. (x) transformer output. Comments: 1: invert OK, especially +5V to -5V converter. 2: 60 V transients OK. 3: 60 V OK for 100 ms; 3.3 V, 5V, and adj versions. 4: ADP2301 for 1.4 MHz. 5: just add external inductor; 11 fixed voltages, from 1.0 V to 3.3 V. 6: 5V and ADJ, see LT1507 for 3.3 V. 7: “simple switcher” nano. 8: buck plus LDO, ext sync to 2.5 MHz. 9: power-good output; 500 kHz for “A” version. 10: adj OFF time. 11: 100?? no-load Iq. 12: 80?? no-load Iq; transients OK to 60 V. 13: boost single-cell to 1.8 V-5.5 V out; 3.3 V, 5V, and adj versions. 14: good for LED constant current drive. 15: single-cell boost or flyback. 16: “simple switcher” nano. 17: boost from single Li-ion cell. 18: operates down to 0.5 V input; 40?A in burst mode. 19: can regulate output using transformer’s primary voltage (no feedback resistors required ). 20: low-noise, slew-rate control. 21: 12 V, 15 V, and ADJ versions. 22: 3.3 V, 5V, 12 V, and ADJ versions. 23: programmable slew rate, very quiet.

==655

Неизолированные преобразователи из предыдущего параграфа можно переделать под использование трансформатора. Такая модификация может преследовать три цели:

  1. обеспечение гальванической изоляции, которая обязательна для преобразователей сетевого напряжения;
  2. даже если изоляция не нужна, отношение витков трансформатора даёт дополнительные возможности по преобразованию напряжения, позволяющие получить большие отношения напряжений при повышении или понижении, оставаясь при этом в приемлемых рамках скважности; и
  3. получение нескольких выходных напряжений от отдельных вторичных обмоток. Именно так построены блоки питания персональных компьютеров со стандартным набором +3.3 V, +5V, +12 V и –12 V .

Это не 60-герцовые трансформаторы с мощными наборными сердечниками. Из-за того, что преобразование идёт на высокой частоте - от сотен до тысяч килогерц - им не нужна большая индуктивность намагничивания ( величина индуктивности одной обмотки при отключённых остальных обмотках ). По этой же причине наматывать их можно на небольшом ферритовом или металлопорошковом сердечнике. Объяснением небольшого физического размера накопителей энергии в ключевых преобразователях может служить тот факт, что для заданной выходной мощности порция энергии, проходящей через устройство в рабочем цикле, может быть меньше, если циклы следуют чаще. А меньшая энергия (1/2)\(LI^2\) и (1/2)\(CV^2\) означает меньшие геометрические размеры 90 .

9.6.11 Обратноходовой преобразователь

Обратноходовой преобразователь ( рис. 9.73A ) - аналог базовой инвертирующей неизолированной схемы. Как и в случае исходной топологии, ключ работает на какой-то частоте \( f \) ( период T=1/\( f \) ) с обратной связью ( на схеме опущена ), регулирующей скважность D=\(t_{ON}\)/T , чтобы удержать выходное напряжение на заданном уровне. Как и ранее, ШИМ может строиться с управлением по напряжению или по току, а ток вторичной цепи может быть неразрывным ( CCM ) или разрывным ( DCM ) в зависимости от тока нагрузки.

Рис. 9.73(A) Изолированные ключевые преобразователи. Обратноходовая схема использует накопительную индуктивность с вторичной обмоткой

Единственной новой деталью является трансформатор, который в обратноходовом преобразователе работает как простая катушка индуктивности с сильно связанной вторичной обмоткой. В течение ЗАМКНУТОЙ части цикла ток в первичной обмотке линейно растёт в соответствии с уравнением \( V_{in}=L(pri)\frac{d}{dt}I(pri) \) и втекает в отмеченный точкой вывод. В это время выходной диод смещён в обратном направлении, т.к. у обоих обмоток на отмеченных точкой выводах в этот момент присутствует положительное напряжение.

==656

На протяжении замкнутой части цикла входная энергия целиком идёт на создание магнитного поля в сердечнике. После РАЗМЫКАНИЯ ключа энергия магнитного поля возвращается в виде тока обмотки, при этом, в отличие от обычной индуктивности, в катушке со связанными обмотками условие неразрывности тока может выполняться с использованием любой обмотки. В таком варианте ток, втекающие в отмеченный точкой вывод катушки, передаётся одновременно в отмеченный точкой вывод второй катушки, но масштабируется при этом пропорционально отношению числа витков обмоток N=Npri/Nsec . Этот ток течёт в выходную цепь и в накопительный конденсатор, линейно спадая по закону \( V_{out}=L(sec)\frac{d}{dt}I(sec) \) . Из условия эквивалентности произведений вольт-секунда в обмотках для режима CCM можно вывести выходное напряжение: \[ V_{out}=V_{in}\space \frac{Nsec}{Npri}\space \frac{t_{ON}}{t_{OFF}}=V_{in}\space \frac{Nsec}{Npri}\space \frac{D}{1-D}. \qquad [9.6] \]

И, как обычно, т.к. КПД достаточно высок, мощность сохраняется ( почти ): \[ I_{in}=I_{out}\space \frac{V_{out}}{V_{in}}. \qquad \qquad [9.7] \]

Можно домотать дополнительные вторичные обмотки, снабдить каждую своим диодом и накопительным конденсатором и получить в результате несколько выходных напряжений ( номиналы определяются отношениями витков ). Т.к. обмотки изолированы, напряжения могут быть любой полярности. Для обратной связи можно выбрать только одну вторичную цепь, а остальные будут регулироваться гораздо хуже. Ситуацию с взаимной зависимостью нескольких выходных напряжений называют «кросс-регулировкой» .

9.6.11.A Некоторые замечания по обратноходовой схеме

Мощность
Обратноходовые преобразователи имеют на входе и выходе пульсирующие токи, поэтому используются для питания нагрузок до ∼200 W . Мощные потребители подключаются через прямоходовые преобразователи, а для очень больших мощностей используются мостовые схемы.
Трансформатор в качестве индуктивности
В каждом цикле входящая энергия сохраняется в сердечнике трансформатора ( при ЗАМКНУТОМ ключе ), а затем передаётся на выход ( при РАЗОМКНУТОМ ключе ). Поэтому конструкция трансформатора должна обеспечивать корректную величину «индуктивности намагничивания» ( работу в качестве индуктивности ) и правильное отношение витков ( работу в качестве трансформатора ). В отличие от обратноходового варианта в прямоходовом и мостовом преобразователях трансформатор - это «просто трансформатор». Здесь не место для углубления в детальное рассмотрение трансформаторов, но необходимо отметить, что конструкция магнитных элементов - важная составляющая любых ключевых преобразователей и в частности обратноходовых. Влияет всё: площадь поперечного сечения сердечника, его магнитная проницаемость, насыщение и наличие зазора. ( В общем случае накапливающие энергию индуктивности имеют зазор, а чистые трансформаторы - нет ). Очень полезны сведения по конструкции магнитных элементов, которые приводятся в справочных данных на ИМС, и бесплатные в большинстве случаев программные пакеты с сайтов производителей, позволяющие правильно выбрать магнитные элементы. Тема разбирается подробнее в ##§X9.4.
Подавители переходных помех .
С идеальными компонентами при РАЗМЫКАНИИ ключа первичный ток передавался бы во вторичный без потерь, и беспокоиться о всяких неприятностях, происходящих на болтающемся выводе стока, не было бы нужды. В реальной жизни неполная связь между первичной и вторичной обмотками создаёт последовательную «индуктивность рассеяния» , которая стремится сохранить неразрывность текущего через неё тока и создаёт на ключе положительный выброс, хотя вторичная обмотка подключена к нагрузке. Ничего хорошего в таком броске нет, поэтому для его подавления используется обычное лекарство - помехоподавляющая RC цепь , состоящая из резистора с последовательным конденсатором параллельно обмотке, или, что ещё лучше, «DRC» - диод последовательно с параллельной RC цепочкой 91 .
Регуляция
Обратноходовые источники можно регулировать с помощью параметров ШИМ в режиме по напряжению или по току, в котором используется дополнительный генератор для запуска рабочего цикла. Иногда встречаются схемы, где трансформатор используется как часть блокинг-генератора. Это позволяет выкинуть из схемы несколько компонентов и удешевить конструкцию. Авторам приходилось заглядывать в маломощные ( 5...15 W ) «розеточные» источники питания, и часто внутри не обнаруживалось почти ничего! Один такой блок был разобран полностью, чтобы разобраться с особенностями схемы ( рис. 9.74 ). Работают такие конструкции вполне прилично.

Сетевые преобразователи
Завершающим примером ( рис. 9.74 ) выступает устройство, требующее гальванической изоляции. Таковую изоляцию при передаче энергии обеспечивает трансформатор. Подобной же изоляции требует и сигнал обратной связи, передаваемый в первичную цепь. В качестве изолирующего барьера может выступать оптопара или дополнительный импульсный трансформатор. Сетевые преобразователи кратко упоминаются в §9.7 и Части X9 , где разбирается «зелёный» источник на 5W ( 200 mW в режиме ожидания ) с высоким КПД и приводятся графики эффективности в сравнении с другими схемами.

9.6.12 Прямоходовые преобразователи

==657

Однополярный прямоходовой преобразователь ( рис. 9.73B ) - это понижающая схема с трансформаторной изоляцией. Полезно вернуться к неизолированной схеме ( рис. 9.61A ) и разобрать её работу. В замкнутой части цикла трансформатор преобразует входное напряжение в напряжение вторичной обмотки \( V(sec)=V_{in}\space \frac{Nsec}{Npri}\) . Импульсы напряжения поступают во вторичную цепь, состоящую из перехватывающего диода \( D_2\) , индуктивности \(L\) и выходного накопительного конденсатора. Ещё один диод \( D_1\) нужен, чтобы блокировать обратный ток во вторичной обмотке, когда ключ РАЗОМКНУТ. Отметим, что здесь, в отличие от обратноходовой схемы, трансформатор - это «просто трансформатор»: накопление энергии происходит в индуктивности \(L\) , как в базовой понижающей схеме. От трансформатора не требуется накапливать энергию, потому что ток во вторичной обмотке течёт одновременно с током в первичной ( энергия «проходит прямо» ), в чём можно убедиться по маркировке полярностей обмоток.

Рис. 9.73(B) Изолированные ключевые преобразователи. Прямоходовой вариант использует настоящий трансформатор без накопления энергии ( и требует, поэтому, наличия выходной накопительной индуктивности ). Диод \( D_R\) и третья обмотка - один из нескольких путей разряда ( размагничивания ) сердечника в однополярной схеме включения

По аналогии с понижающей схемой ( уравнения [9.3a]-[9.3h] ) выходное напряжение для CCM режима выражается соотношением \[ V_{out}=V_{in}\space \frac{Nsec}{Npri}\space \frac{t_{ON}}{T}=V_{in}\space \frac{Nsec}{Npri}D. \qquad [9.8] \]

Размагничивание сердечника
В отличие от обратноходового преобразователя, в трансформаторе есть дополнительная обмотка ( рис. 9.73B ). Она нужна для размагничивания сердечника трансформатора 92 . Происходит это, потому что среднее значение произведения вольт-секунда 93 для трансформатора в целом должно равняться нулю ( не должно быть постоянного смещения ), чтобы предотвратить постоянное нарастание магнитного поля в сердечнике. Имеющийся ключ может подавать на трансформатор напряжение только одной полярности, поэтому положение исправляет третья обмотка. Через неё в пассивной части цикла ( когда диод \( D_R\) проводит ток, создаваемый схлопывающимся магнитным полем ) подаётся напряжение обратной полярности 94 .

Дополнительные замечания

  1. Как и в случае обратноходового, да и любого трансформаторного преобразователя, прямоходовая схема позволяет иметь несколько вторичных обмоток. Каждая должна иметь свою катушку индуктивности, пару диодов и конденсатор. Обратная связь стабилизирует одно из выходных напряжений.
  2. Трансформатор позволяет изолировать выходное напряжение, если обстоятельства того требуют ( как, например, в сетевом источнике ). В этом случае требуется изоляция и сигнала обратной связи. Обычно для этого используют оптопару ( см. идею на рис. 9.48B или подробные схемы на рис. 9.74 и 9.83 ). С другой стороны, если гальваническая развязка не нужна, можно использовать общую шину земли и передавать сигнал ошибки непосредственно на блок ШИМ.

==658

Table 9.6 External-switch Controllers®

Notes: (a) all require external power switches ( see listings in Table 3.4 ); all have undervoltage lockout (UVLO ) and internal voltage references; listed within groups in approximate order of increasing drive current. (aa) I - current mode, V - voltage mode, P - fixed peak current, M - multiple modes. (b) uncommitted BJT output, sinks 200 mA, 40 V max. (c) P=PWM fixed freq; Q=quasi-res; R - resonant; V=var freq fixed width; (d) peak driver current, for controllers. (e) ext parts. (ex) lower voltage for x=3 or 5, higher voltage for x=2 or 4. ( f) fixed only. ( f3 ) three switching-frequency options. ( g ) unused footnote. (h) 2V for x=3 or 5. (i ) adjustable current limit. (j) 25 V zener clamp for Vcc. (k ) to Vcc or voltage shown, whichever is less. (m) maximum. (n ) nominal. (o) turn-on threshold. (oo) even with LEB (leading-edge blanking ) an RC filter or at least a 100 pF capacitor is often recommended. ( p) ref pin is current-sourcing. (pp) [same note as integrated tables]. (q) reduced freq or pulse skipping at low load. ( r ) 0.7 V for the '11. ( s ) helps stabilize the control loop against sub-harmonic oscillations. ( t ) transformer output. (u ) a minimum off time (450 ns ) limits the duty cycle. (v) may not include dynamic gate-charge currents, etc. (w) for Vout below 30 V, above 30 V a current-sense resistor is required. (x) OVP = line over-voltage protection. (y ) synchronous possible with low-voltage non-isolated flyback transfomer. (z) finds resonant frequency. Comments: 1: LTC1772, LTC3801 second-source. 2: fixed 5V version available. 3: automotive. 4: hi-side sense. 5: LTC3832 goes down to 0.6 V. 6: single inductor, foldback current limit. 7: jellybean. 8: improved UC384x. 9: UC384x with LEB, SS, low Iq. 10: impressive 52V, LED drive. 11: use with flyback xfmr. 12: to 1.8 V, slope-comp, soft-start, expensive. 13: to 1 MHz, advanced. 14: HV pin, to 100 V for startup. 15: SOT23, low power, cute. 16: can boost inputs as low as 1V. 17: fixed voltage versions only, five choices 1.9V to 5.0 V. 18: quasi-resonant. 19: inexpensive, ATX power supplies etc. 20: freq dither. 21: 25 V zener clamp for Vcc. 22: legacy, inexpensive, second sourced. 23: programmable gap/overlap. 24: legacy, inexpensive, flexible. 25: also UC3525 etc. 26: feed-forward ramp. 27: resonant, use with FET driver IC. 28: HV pin, to 500 V for startup. 29: optimized for inverting, Vout from -0.4 V to -150 V or more.

==659

  1. Как и во всех ключевых преобразователях, для подавления выбросов от паразитной индуктивности ( в т.ч. индуктивности рассеяния первичной обмотки ) используют помехоподавляющие цепи.
  2. Как и во всех остальных преобразователях ШИМом можно управлять в режиме тока или режиме напряжения. В качестве альтернативы можно использовать частотную модуляцию ( PFM ) с почти постоянным временем активной части импульса. Она позволяет избегнуть «жёсткого переключения», используя резонансный звон при заряде-разряде паразитных емкостей элементов схемы с почти идеальным переключением в режиме нулевой ток/нулевое напряжение.
  3. Однополярные прямоходовые преобразователи активно используются в сегменте средних мощностей ( ∼25...250 W ).

9.6.13 Мостовые преобразователи

Две последних трансформаторных схемы - полумостовая ( рис. 9.73C ) и мостовая ( рис. 9.73D ). Как и в случае прямоходового преобразователя трансформатор используется только для масштабирования напряжения и изоляции. Накопление энергии, как и в базовой понижающей схеме, выполняется катушкой индуктивности во вторичной цепи. Фактически мостовую схему можно рассматривать в качестве «симметричного прямоходового преобразователя». В обеих схемах конденсаторы в первичной цепи позволяют потенциалу на немаркированном выводе гулять в любом направлении и предотвращают появление постоянной составляющей тока в обмотке и насыщение сердечника.

Рис. 9.73(C), (D) Изолированные ключевые преобразователи. Мостовые схемы используют настоящий трансформатор без накопления энергии ( и требуют, поэтому, наличия выходной накопительной индуктивности ). Блокировочный конденсатор \( C_B\) в мостовом преобразователе предотвращает протекание по обмотке постоянного тока, нарушающего баланс магнитного потока и вызывающего насыщение сердечника. В полумостовой схеме такую функцию плюс накопление энергии выполняет пара конденсаторов со средней точкой

Чтобы понять, как работает полумост, вообразим сначала, что ключи \( S_1\) и \( S_2\) работают попеременно со скважностью 50% без зазоров и перекрытий. Напряжение в средней точки последовательных конденсаторов будет равно половине входного, т.е. схема превращается в двухполупериодный выпрямитель со средней точкой, на который поступает напряжение прямоугольной формы. Мощность передаётся во вторичную цепь в каждой половине рабочего цикла, а выходное напряжение ( без учёта падения на диодах ) составит:

\[ V_{out}=\frac{1}{4}V_{in}\space \frac{Nsec}{Npri}, \qquad [9.9] \] где множитель «1/4» возникает из-за половины напряжения на входе и половины из-за средней точки. В мостовой схеме к первичной обмотке прикладывается полное входное напряжение, и множитель меняется на «1/2».

Регуляция

Если ключи работают попеременно с 50% скважностью, на выходе будет постоянное напряжение, определяемое потенциалом на входе и отношением витков трансформатора. Чтобы обеспечить регулировку требуется замыкать каждый ключ на время, меньшее половины цикла ( рис. 9.75 ). Длительность выключенного состояния ( «мёртвое время» ) подстраивается в соответствии с величиной сигнала ошибки. Каждый полуцикл можно рассматривать как полный рабочий цикл прямоходового преобразователя со скважностью D= \(t_{ON}/( t_{ON}+t_{OFF}) \) , создающего выходное напряжение ( в CCM режиме ) \[ V_{out}=\frac{1}{4}V_{in}\space \frac{Nsec}{Npri}\space D. \qquad [9.10] \]

Рис. 9.75 Широтно-импульсная модуляция в полумостовом преобразователе. Внутренний генератор запускает активную часть цикла каждого ключа, а обратная связь отвечает за её окончание отдельно для каждого ключа

Полумостовые преобразователи используются при больших ( выше 100 W ) мощностях нагрузки, потому что за счёт симметричного изменения магнитного потока в каждом цикле они эффективнее используют магнитных материал сердечника. Кроме того, по сравнению с однополярной прямоходовой схемой они в два раза понижают напряжение на каждом ключе. Ещё одна пара ключей превращает полумост в полный мост , в котором в каждом полуцикле к обмотке прикладывается полное входное напряжение ( ниже приводятся некоторые соображения о балансировке магнитного потока ). Полный мост позволяет использовать иную форму регуляции, называемую «фазовым управлением». Здесь каждая пара ключей работает с 50% скважностью, но фаза рабочего цикла одной пары сдвигается относительно фазы другой пары, позволяя получить рабочий цикл переменной длительности 95 .

Дополнительные замечания

  1. Как и в случае однополярной прямоходовой схемы требуется обеспечить нулевое среднее напряжение в первичной обмотке трансформатора, в противном случае магнитный поток будет постоянно возрастать и доведёт сердечник до насыщения. В схеме полного моста ( рис. 9.73D ) с этой целью последовательно с обмоткой стоит блокировочный конденсатор \( C_B\) . В полумосте ( рис. 9.73C ) эту функцию выполняет емкостной делитель. Блокировочная ёмкость должна быть достаточно велика, к тому же она должна выдерживать большие токи пульсаций, поэтому было бы лучше выкинуть её из схемы, подключив один конец к постоянному уровню \( V_{in}\space \)/2 ( который в удваивающем сетевом мостовом преобразователе появляется автоматически ). Такая конфигурация известна как «симметричная схема» ( push-pull). Но без блокировочного конденсатора можно легко нарушить условие симметрии магнитного потока. Одним из решений будет использование токового режима управления, где в каждом цикле ( вернее, полуцикле ) насыщение предотвращается за счёт ограничения тока. В любом случае, возможный небаланс магнитного потока является серьёзным недостатком мостовых схем.

==660

  1. В мостовых преобразователях два последовательно соединённых ключа перемыкают входной источник. Если возникнет перекрытие их циклов проводимости, входной источник будет закорочен, и в цепи возникнет катастрофический ток, называемый «сквозным». Это не тот жизненный опыт, к которому надо стремиться! При включении МОП, а более того, биполярных транзисторов необходимо организовывать задержку, чтобы небольшой зазор между моментами замыкания ключей гарантировал исключение сквозного тока.
  2. Здесь также нужны помехоподавляющие цепи для борьбы с индуктивными выбросами.
  3. Полные мосты активно используются в мощных преобразователях ( 5 kW и более ).
  4. При больших токах нагрузки через индуктивность выходного фильтра течёт неразрывный ток. В цикле прямой проводимости его обеспечивает \( D_1\) или \( D_2\) и одна из половин вторичной обмотки трансформатора. А что происходит в состоянии отсутствия прямой проводимости на зазорах между импульсами ( рис. 9.75 )? В этом случае неразрывный ток катушки течёт через оба диода \( D_1\) и \( D_2\) . При этом одинаковые токи текут в одном направлении из каждого диода, а вторичная обмотка трансформатора превращается в коротко замкнутую цепь между диодами и средней точкой, хотя первичная обмотка при этом разомкнута. [* Т.е. через эту цепь потенциал средней точки понижается, читай: при прямой проводимости повышается положительный конец, при размыкании - понижается отрицательный конец] .

51 Вариантом схемы является параллельный регулятор, в котором регулирующий элемент включается между выходной клеммой и землёй, а не последовательно с нагрузкой. Простейшим примером является пара резистор-стабилитрон. <-

52 Передать всю накопленную энергию можно, только если допускается режим разрывного тока , в котором ток индуктивности может полностью прекращаться. В режиме неразрывного тока доступна только часть энергии. В этом режиме ток индуктивности не прекращается полностью к началу следующего цикла. <-

53 Читатель мог заметить, что на рис. 9.55 некорректно совмещены повышающий ( «step-up» ) ключевой преобразователь и понижающий ( «step-down» ) по самой своей природе последовательный линейный регулятор. На самом деле переключаемая топология, аналогичная по принципу работы линейному регулятору, называется «buck» и показана на рис. 9.61A . Но в данном случае интереснее способность стабилизатора повышать напряжение, совершенно неожиданная для человека, имевшего дело только с линейными схемами. <-

54 Последние в формате небольших блоков можно обнаружить в ноутбуках, мобильных телефонах и т.п. устройствах и в более серьёзных источниках питания настольных компьютеров. Примером могут служить преобразователи «point-of-load» , россыпь которых можно обнаружить рядом с процессором на материнской плате. Процессор легко может потреблять до 60 A при уровне напряжения 1V . Для получения такого тока приходится использовать толпу понижающих преобразователей, которые питаются от шины 12 V и стоят непосредственно возле нагрузки. <-

55 В качестве примера авторы открыли случайную страницу поиска на сайте Digikey и обнаружили там милый источник с питанием от силовой сети и мощностью 5W ( 5V@1A ). По спецификации его пусковой ток составляет... ( барабанная дробь )... 40 A , т.е. пиковая мощность равна 4 киловатта! <-

56 Хорошим источником [* бумажным ! ] является статья Симана и Сандерса «Анализ и оптимизация DC-DC преобразователей на переключаемых конденсаторах». M.D. Seeman & S.R. Sanders, “Analysis and optimization of switched-capacitor DC-DC converters”, IEEE Trans. Power Electron. 23 (2) pp. 841-851 ( 2008 ). <-

57 Напряжение пульсаций можно оценить формулой \( V_{ripple}\space (pp)=I_{out}/( 2f_{osc}\space C_{out})+2I_{out}\space ESR\) . Первое слагаемое получается из соотношения \(I=C( dV/dt )\) , а второе учитывает эффект неидеальности конденсатора. <-

58 Порядка половины моделей фирмы MAXIM имеют максимальное рабочее напряжение +5.5 V . Из 67 позиций Texas Instruments только 7 могут работать выше +5.5 V ( а 28 и вовсе ограничены уровнем +3.6 V ). Такое же соотношение наблюдается среди 62 преобразователей Linear Technology. <-

59 Пульсации можно снизить, сильно увеличив ёмкость выходного конденсатора. Желательны модели с низким ESR, чтобы снизить эффекты от бросков тока. Ещё лучше будет поставить выходной фильтр. <-

60 К сожалению, преобразователей, делающих из одного щелочного элемента ( 0.9 V в конце его жизни ) +5V нет, т.к. такой преобразователь потребовал бы коэффициента ×6 . Но задачу можно решить каскадным соединением TPS60310 ( 0.9→3.3 V ) и TPS60241 ( 3.3→5V ). Решение требует двух микросхем и семь конденсаторов. Эту проблему с лёгкостью решает индуктивный преобразователь ( §9.6.6 ). Например, TPS61222 в 6-ногом корпусе SC-70 выдаёт +5V@50 mA , имея на входе 0.9V . Для него понадобится одна катушка 4.7 μH , плюс входной и выходной конденсаторы. Стоит меньше $2 в розницу. Ещё один вариант, использовать преобразователь с накачкой заряда для создания исходных +3.3 V , из которых потом делать все нужные напряжения с помощью набора индуктивных преобразователей. Вход «ENABLE» первичного преобразователя можно использовать как выключатель питания. <-

61 Детали можно узнать в ##§3.5.3 и из рис. ##3.96 и рис. ##3.106. <-

62 SMPS - источники питания, работающие в ключевом режиме. Отсюда и термин «SMPS технология». <-

63 Биполярные транзисторы с изолированным затвором, см. ##§3.5.7.A. <-

64 В некоторых схемах вместо ширины импульсов меняется частота их следования. <-

65 Существует схема управления, в которой могут меняться и ширина, и частота следования. <-

66 Проектировщики источников часто говорят, что среднее значение произведения напряжения на время ( или произведение вольт-секунда ) должно равняться нулю. <-

67 В реальной схеме эффективность снижается за счёт потерь в индуктивности, ёмкости, ключах и диодах. Это достаточно сложная тема. <-

68 Данное состояние называется режим критической проводимости. <-

69 А для небольших нагрузок такие преобразователи могут переходит в иные режимы работы, в т.ч. в режим пачек импульсов . <-

70 Следует учитывать, что справочные данные конденсаторов указывают максимальные цифры среднеквадратического (rms) значения тока пульсаций, а не амплитудное ( пик-пик ) значение. Следует обеспечить достаточный резерв для сохранения параметра в безопасных границах при выборе входного и выходного конденсатора. <-

71 Это аналог релейной обратной связи. Оба варианта резко отличаются от пропорционального управления ( PID ), в котором сигнал обратной связи используется в непрерывном режиме. <-

72 Т.е. в каждом цикле ток через индуктивность будет уменьшаться до нуля. <-

73 Если обнаружится, что ожидаемый пиковый ток превышает допустимый ток ключа, то придётся ставить внешний транзистор или ( что лучше ) брать другую микросхему. <-

74 Реальная величина пульсаций будет выше из-за наличия ESR конденсатора. Этот эффект также можно оценить. <-

75 Для тех, кому нужно переделать уже имеющееся устройство с MC34063A есть NCP3063, которая является полностью совместимой по разводке улучшенной заменой. Она работает на частоте 150 kHz , что позволяет сократить габариты индуктивности, и имеет увеличенный выходной ток. <-

76 Ознакомьтесь, например, с блок-схемой из справочных данных на LM2677 и связанными патентами на активную индуктивность (US patent 5,514,947 ) и активную ёмкость (US patent 5,382,918 ). <-

77 Фирма ON Semiconductor анонсировала дешёвую совместимую серию NCV2576, нацеленную на автомобильный рынок. <-

78 Схемы преобразователей имеют неприлично широкий разброс цен. В таблицах указаны приблизительные цифры, чтобы хоть немного помочь с выбором. <-

79 И уменьшить общую толщину устройства. <-

80 Читатель, который считает эти два соотношения некорректными, может заместить фрагмент «\(+|V_{out}|\)» на «\(-V_{out}\)». В знаковом виде уравнение корректно описывает преобразователь, который делает положительное выходное напряжение из отрицательного входного. <-

81 Честно говоря, авторам пришлось изрядно повозиться, прежде чем удалось правильно написать эти выражения. <-

82 Иногда это делается специально: чтобы удовлетворить требованиям стандарта по интерференции ( EMI ), спектр сигнала «размазывается» по некоторой полосе ( рис. 9.53 и 9.54 ). В этом подходе есть, конечно, рациональное зерно, и он допустим, когда все прочие возможности исчерпаны, но авторы не являются поклонниками такой практики, т.к. она самым парадоксальным образом провоцирует неаккуратного разработчика к излучению бОльшей мощности. Инженер NASA Эрик Бергер ( Eric Berger ) заметил по этому поводу: «Когда я первый раз услышал о таком подходе, то оторопел. Излучаемая энергия не снижается, просто подравнивается уровень отдельных частот. Это всё равно, что избавляться от коровьего дерьма, топая по нему». <-

83 Скорость реакции - самый главный аргумент в пользу уменьшения индуктивности в ключевых преобразователях для питания микропроцессоров, где можно встретить концепцию «критической индуктивности», т.е. индуктивности достаточно малой, чтобы отрабатывать резкие изменения тока нагрузки. <-

84 При испытаниях на устойчивость не стоит забывать об отрицательном сопротивлении входных цепей преобразователя. Проверку надо вести именно с тем входным фильтром, который будет стоять в окончательном варианте устройства. <-

85 Предложен Слободаном Чуком ( Slobodan Cuk, произносится “chook”) в 1976. <-

86 Обычно используется импульс с генератора для замыкания ключа и запуска цикла, а выход компаратора ШИМ, который сравнивает напряжение ошибки и пилообразным сигналом того же генератора, размыкает ключ, см. рис. 9.71A и 9.72 . <-

87 Чтобы получить сигнал «компенсации наклона» . <-

88 В справочных данных на LT3435 кратко отмечено:

«Конструкции с обратной связью по напряжению имеют небольшой сдвиг по фазе до частоты резонанса контура из индуктивности и выходного конденсатора, за которым следует резкий скачок на 180°. Схемы с обратной связью по току имеют сдвиг на 90° на гораздо более низкой частоте, но не имеют дополнительного роста на 90° до частот, заметно превышающих частоту LC резонанса. Эти особенности токового режима очень упрощают частотную компенсацию обратной связи и сильно ускоряют реакцию на переходные процессы».
<-

89 Очевидно, разработчики микросхем преобразователей ( а значит, и их крупные покупатели ) предпочитают обратную связь по току, а не по напряжению, что хорошо видно по числу строк в табл. 9.5a и 9.5b и по скромному числу контроллеров с управлением по напряжению ( колонке «control mode» ) в табл. 9.6 . <-

90 В случае обратноходового преобразователя, обсуждаемого ниже, вторичную цепь можно рассматривать как вторую обмотку на катушке индуктивности, накапливающей энергию в классическом неизолированном инвертирующем преобразователе. <-

91 Типичная величина индуктивности рассеяния составляет ∼1% от индуктивности намагничивания. Заметно её снизить можно, разделив одну из обмоток ( например, первичную ) на две части и поместив вторую ( здесь вторичную ) между двумя половинками. Так же работает бифилярная намотка ( когда первичная и вторичная обмотки наматываются на каркас вместе, одним жгутом ). Но оба приёма увеличивают межобмоточную ёмкость, а бифилярная, кроме того, снижает электрическую прочность межобмоточной изоляции. <-

92 В обратноходовой схеме размагничивание происходит естественным образом, что, очевидно, невозможно в однополярном прямоходовом преобразователе. <-

93 Иногда его зовут «интегралом вольт-время». <-

94 Есть хитрые схемы, которым для размагничивания не нужна отдельная обмотка. Один метод использует два ключа на первичной стороне: по ключу на обеих сторонах обмотки. Комплект дополняется двумя диодами и позволяет реверсировать ток в единственной первичной обмотке ( можете ли вы изобразить данную схему? ). Другой метод использует второй ключ для замыкания первичной обмотки через небольшой конденсатор в пассивной части цикла. Такой способ носит название «размагничивание с помощью активного ограничителя» и был независимо предложен Корстеном ( Carsten ), Поликарповым ( Polykarpov) и Винциарелли ( Vinciarelli ). В таком включении магнитное поле в сердечнике реверсируется, что улучшает параметры источника за счёт удваивания диапазона изменения магнитного потока в рабочем цикле. <-

95 Авторам нравятся ИМС с фазовым управлением UCC3895 ( TI ) и LTC3722 ( Linear Technology ). <-

Previous part:

Next part: