9.6 (II) Ключевые регуляторы и преобразователи напряжения



==641

9.6.4 Преобразователи с индуктивностями: исходные неизолированные топологии



==642

Под термином ключевой преобразователь ( от «преобразователь, работающий в ключевом режиме» ⁶² ) в общем случае понимается схема, использующая некую конфигурацию индуктивностей и/или трансформаторов в сочетании с транзисторными ключами ( обычно МОП, но в высоковольтном сегменте встречаются и IGBT ⁶³ [* до сих пор кое-где встречаются «вибропреобразователи» - электромеханические устройства, выполняющие те же функции ] ), чтобы выполнить преобразование одного постоянного напряжения в другое. Общие свойства всех таких конструкций таковы: в первой части каждого рабочего цикла входное напряжение используется, чтобы увеличить ток ( а значит, и энергию ) в индуктивности. Во второй части цикла накопленная энергия передаётся на выход. Преобразование питания с помощью ключевых схем стало очень большой и важной частью схемотехники, а такие конверторы стоят практически в каждом электронном устройстве.

Существуют сотни вариантов ключевых схем, но всех их можно свести к нескольким исходным. В следующем параграфе рассматриваются три основные неизолированные схемы - понижающая, повышающая и инвертирующая ( рис. 9.61 ). После изучения изолированных преобразователей тему продолжат изолированные преобразователи с питанием от силовой сети. Списки некоторых избранных моделей ( табл. 9.5a на стр. 653 и табл. 9.5b на стр. 654 ) и схем управления ключами ( табл. 9.6 на стр. 658 ) будут представлены позднее.

Вместе с базовыми топологиями преобразования ( которые описывают устройства, выполняющие собственно преобразование напряжения ) идёт важная тема регулирования. Как и в линейных аналогах, усилитель ошибки сравнивает часть выходного напряжения с опорным. Сигнал ошибки используется для подстройки какого-либо параметра преобразования. Чаще всего таким параметром выступает ширина импульса, отсюда и название – «широтно-импульсная модуляция» или ШИМ ( PWM ) ⁶⁴ .

Как вскоре будет видно, схемы широтно-импульсной модуляции распадаются на две группы, работающие в режиме контроля тока или контроля напряжения, что непосредственно влияет на время отклика, шум, устойчивость и другие параметры. И, предваряя грядущие сложности, обе группы могут работать в режиме с полным прекращением тока через катушку в конце каждого цикла или в режиме, когда ток через неё никогда не падает до нуля. Эти режимы известны как режим «разрывного тока» ( DCM ) и режим «неразрывного тока» ( CCM ), соответственно. Оба имеют важные следствия в виде пульсаций, устойчивости, КПД и прочих рабочих параметров. Базовые особенности широтно-импульсной модуляции будут описаны на нескольких примерах, но более сложные темы, вроде сравнения режима по току и по напряжению или частотной коррекции петли обратной связи будут упомянуты вскользь.

9.6.5 Понижающая схема

На рис. 9.61A показана базовая понижающая ключевая схема, обратная связь опущена для простоты. Когда ключ замкнут, к индуктивности приложено напряжение ( \( V_{in}-V_{out}\) ) . Преложенное напряжение вызывает линейное увеличение тока через катушку ( \( dI/dt=V/L\) ) . Этот ток течёт затем в конденсатор фильтра и нагрузку. Когда ключ размыкается, ток индуктивности продолжает течь в том же направлении ( из физики известно, что ток в катушке не может измениться мгновенно, см. уравнение выше ), но теперь цепь замыкается через ограничительный диод ( его ещё называют «freeweeling» [* просится «перехватывающий»] ). Теперь к катушке приложено напряжение ( \( V_{diode}-V_{out}\) ) [* отрицательное ] , которое вызывает линейное снижение тока. Выходной конденсатор выступает в качестве инерционного звена, сглаживающего неустранимые пилообразные пульсации. Чем больше ёмкость, тем меньше амплитуда пульсаций [* неожиданно, правда?] . На рис. 9.62 показаны временные диаграммы напряжения и тока для схемы, собранной на идеальных компонентах. Чтобы придать конструкции функцию регулятора, надо охватить схему обратной связью. При этом усилитель ошибки будет сравнивать выходное напряжение с опорным и управлять или шириной импульсов при неизменной частоте их повторения, или частотой повторения при неизменной ширине импульсов ⁶⁵ .



==643

Для всех трёх схем на рис. 9.61 падение напряжения на перехватывающем диоде зря рассеивает энергию, портя общий КПД схемы. Чтобы снизить потери ставят диоды Шоттки ( такой диод указан на схеме ), но более правильным решением будет использовать параллельно или вместо диода второй ключ. Такая схема называется синхронной и отмечена в табл. 9.5a , 9.5b и 9.6 в колонке «synchronous».

Выходное напряжение

Что можно сказать про выходное напряжение? В установившемся режиме среднее напряжение на индуктивности должно равняться нулю, потому что в противном случае ток через неё будет неограниченно возрастать \( V=L( dI/dt )\) ⁶⁶ . Поэтому, если абстрагироваться от падений на диоде и ключе, требуется, чтобы \( (V_{in}-V_{out})\space t_{ON}=V_{out}\space t_{OFF}\) или \[ V_{out}=V_{in}D \qquad [9.3] \] где «скважность» D - доля времени, когда ключ замкнут D=\(t_{ON}\)/T , а T - длина цикла T=\(t_{ON}+t_{OFF}\) .

Можно рассматривать процесс и с другой стороны. LC цепь на выходе является фильтром низких частот, на вход которого приходит нарезанное кусками постоянное напряжение со средней величиной \( V_{in}\)×D . Поэтому после сглаживания на выходе фильтра появляется то самое среднее значение входного напряжения. Отметим, что построенный на идеальных компонентах и работающий с фиксированной скважностью D понижающий преобразователь по самой своей природе начинает стабилизировать выходное напряжение. Изменение тока нагрузки не приводит к изменению входного напряжения, но лишь сдвигает график тока в катушке вверх или вниз, чтобы средний ток \(I_{out}\) на графике соответствовал новому значению тока нагрузки. ( Предполагается, что преобразователь работает в режиме неразрывного тока CCM, который обсуждается ниже ).

Входной ток

Что можно сказать о входном токе? При использовании идеальных компонентов и отсутствии потерь в схеме ( т.е. КПД=100% ) входная мощность равна выходной. Следовательно, входной ток выражается формулой \(I_{in}=I_{out}\space( V_{out}\space/V_{in})\) ⁶⁷ .

Критический выходной ток

Выше предполагалось, что индуктивность находится в режиме неразрывного тока в соответствии с графиком на рис. 9.62 , а выходное напряжение соотносится со входным с постоянным коэффициентом скважности рабочего цикла. Вновь смотрим на график тока. Среднее его значение должно быть равно току нагрузки, но перепады между пиками ( \(Δ I_L\) на графике ) зависят исключительно от \( V_{in}\) , \( V_{out}\) , \(L\) и T . Таким образом, существует некий минимальный выходной ток, для которого ещё выполняется условие неразрывности тока через катушку. Эта величина равна \(I_{out}\)=(1/2)\(Δ I_L\) ⁶⁸ . Для нагрузок, меньших указанного уровня [* больше сопротивление нагрузки - меньше ток ] , где-то в рабочем цикле ток через индуктивность будет доходить до нуля. Преобразователь при этом переходит в режим разрывного тока, для которого перестаёт выполняться условие постоянства выходного напряжения при фиксированной скважности. Теперь напряжение начинает зависеть от тока нагрузки. Но гораздо важнее то, что работа в режиме разрывного тока ( DCM ) оказывает серьёзное влияние на устойчивость обратной связи и регуляции. По этой причине для многих преобразователей оговаривается минимально возможный ток нагрузки, который гарантированно выведет схему в режим CCM ⁶⁹ . Как будет видно из уравнений, минимальный ток для CCM режима уменьшается с увеличением индуктивности, увеличением частоты переключения или при использовании обоих методов одновременно.



==644

9.6.5.A Соотношения для понижающего преобразователя в режиме неразрывного тока

Из предыдущего обсуждения и графиков можно доказать, что идеальный понижающий преобразователь ( рис. 9.61A ) будет работать в режиме неразрывного тока, если подчиняется следующему набору уравнений. \[ \begin{align} \langle I_{in} \rangle &= I_{out}\space\frac{V_{out}}{V_{in}}=I_{out}\space D \qquad &[9.3a] \\ Δ I_{in} &= I_{out} &[9.3b] \\ V_{out} &= V_{in}\space\frac{t_{ON}}{T}=V_{in}\space D &[9.3c] \\ D &= \frac{V_{out}}{V_{in}} &[9.3d] \\ I_{out}(min) &= \frac{T}{2L}V_{out}\left( 1-\frac{V_{out}}{V_{in}} \right ) = \frac{T}{2L}V_{out}\space(1-D) &[9.3e] \\ Δ I_{C(out )} &= \frac{T}{L}V_{out}\space(1-D) &[9.3f] \\ I_L(pk) &= I_{out} + \frac{T}{2L}V_{out}\space(1-D) &[9.3g] \\ L(min) &= \frac{T}{2}\frac{V_{out}}{I_{out}}(1-D) &[9.3h] \end{align} \] где \(\langle I_{in} \rangle\) - усреднённое по времени значение входного тока, а \(Δ I_{in}\) и \(Δ I_{C(out )}\) - приближённые амплитудные значения тока пульсаций на входе и выходе ( это важная для выбора конденсатора цифра ⁷⁰ ). Первое уравнение верно независимо от режима работы ( CCM или DCM ). Формулы для минимальной индуктивности и минимального выходного тока дают цифры для критического режима неразрывного тока CCM. Для расчётов минимальной индуктивности надо использовать значение минимального выходного тока, а для расчёта минимального выходного тока - максимальную величину входного напряжения \( V_{in}\) .

Упражнение 9.8
Требуется вывести уравнения [9.3a-h] ( и не забудьте сообщить авторам обо всех замеченных ошибках ).
Подсказка: для \(I_{out}(min) \) и \(L(min) \) следует учитывать, что выходной ток \(I_{out}\) равен половине разности максимального и минимального токов катушки \(Δ I_L\) на границе режима CCM. Этот факт хорошо заметен по графику тока индуктивности \(I_L\) на рис. 9.62 .

9.6.5.B Понижающий преобразователь: пример I

Попробуем создать преобразователь на очень простой и недорогой микросхеме MC34063 ( рис. 9.63 ). Это разработка из 1980-х ценой около $0.50. Несмотря на древность происхождения, MC34063 весьма популярна при построении простых источников, потому что цена её невысока, а требования к компонентам очень скромные. Микросхема выпускается в различных 8-ногих корпусах ( DIP, SOIC, SOP ) несколькими компаниями. В её состав входит генератор, усилитель ошибки с опорным источником, токоограничивающий компаратор и выходная пара Дарлингтона с выведенными наружу коллектором и эмиттером. Работает она незамысловато и обходится без обычного в таких схемах режима ШИМ. При широтной модуляции постоянно меняется время проводимости ключа ( рис. 9.72 ). MC34063 не меняет скважность рабочего цикла, а просто разрешает работу ключа пока напряжение на входе обратной связи ( «FB» ) остаётся ниже внутреннего опорного уровня +1.25 V . Превышение опорного уровня запрещает циклы проводимости. Этот режим можно рассматривать как грубую форму ШИМа, где модуляция меняет соотношение разрешённых/запрещённых циклов ⁷¹ . Такая организация обратной связи называется проговой .

Будем считать, что на входе имеется +15 V , и построим преобразователь с регулируемым выходом на +5V при токе 500 mA . Схема приведена на рис. 9.64 . Расчёт несложен.

1. Выбираем рабочую частоту: здесь взята 50 kHz , что является половиной от максимальной рекомендованной. Для такой частоты справочные данные рекомендуют \( C_T\) =470 pF . Генератор работает при отношении \( t_{ON}/t_{OFF}\) =6 , поэтому время замкнутого состояния ключа \( t_{ON}\) =17 μs .
2. Рассчитываем индуктивность так, чтобы преобразователь работал в DCM режиме ⁷² , предполагая переход в CCM при минимальном входном напряжении и максимальном токе нагрузки. При переходе в CCM выходной ток равен половине пикового тока индуктивности \( I_L(pk) \) . Отсюда, используя соотношение \( V=L( dI/dt )\) ( и учитывая 1V падения на паре Дарлингтона ), получаем \(L=t_{ON}( V_{in}-V_{SW}-V_{out}\space)/(2I_{out})\) =153 μH и берём ближайшее стандартное значение 150 μH .



==645

3. Считаем значение токочувствительного резистора \(R_S\) , чтобы ограничивать пиковый ток \( I_L(pk) \) несколько выше ожидаемого значения 1A , но ниже максимального тока ключа 1.5 A . Для ограничения 1.2A получаем \(R_S\) =300 mV/\(I_{lim}\) =0.25 Ω ⁷³ .
4. Выбираем выходной конденсатор так, чтобы напряжение пульсаций не вызывало чувство протеста. Пульсации можно оценить, рассчитав повышение напряжения на ёмкости за один цикл проводимости ( при котором ток через ключ возрастает от 0 до \(I_L(pk) \) ): \(Δ V=t_{ON}I_L(pk) /(2 C_{out})\) . Таким образом, на конденсаторе величиной 220 μF амплитуда пульсаций составит ∼40 mV ⁷⁴ .

Несколько замечаний

1. Схема заработает, но параметры будут далеки от идеала. А именно, грубое релейное управление вкупе с разрывным током катушки породит большие пульсации, а возможно, и слышимый писк, вызванный периодическим пропуском циклов.
2. Схема включения пары Дарлингтона не позволяет загнать ключ в насыщение, что негативно влияет на эффективность. Проблема лечится подключением коллектора драйвера «VD» к источнику входного напряжения через токоограничивающий резистор величиной около 200 Ω .
3. Ток ключа ограничен пиковым током 1.5 A , что явно мало для нагрузок, больших 0.75 A . Исправляется внешним pnp или p-МОП транзистором ( для этой конкретной схемы ). Главный плюс такого решения - очень низкая цена и отсутствие забот о стабильности или дополнительной компенсации. Эту схему часто можно увидеть в примитивных устройствах типа зарядок для телефонов и им подобных изделиях ⁷⁵ .

9.6.5.C Понижающий преобразователь: пример II

К счастью, есть очень хорошие ключевые преобразователи, которые используют пропорциональный ШИМ и, более того, в самом деле облегчают построение схем ( многие упоминаются в табл. 9.5a и 9.5b , которые разбираются позже ). Например, National Semiconductor ( часть Texas Instruments ) создала серию ИМС «Simple Switcher», каждая из которых уже настроена на работу в повышающей, понижающей или инвертирующей топологии, причём все необходимые элементы компенсации и обратной связи уже есть в самом кристалле ⁷⁶ . Семейство закрывает напряжения до 40 V и токи до 5A , имеет опорный источник, генератор, встроенную защиту по току, перегреву, а в некоторых и схему плавного запуска ( см. §9.6.8.G ), функцию синхронизации и выключения. Самое приятное, что семейство радикально упрощает разработку преобразователя. В справочных данных есть пошаговая инструкция, плюс, наличествует веб-среда разработки, которая позволяет рассчитать схему и получить номиналы компонентов ( включая наименования рекомендованных типов элементов ) вместе с итоговыми характеристиками устройства.

Такая схема показана на рис. 9.65 . Здесь входное напряжение 14 V от автомобильного аккумулятора преобразуется в выходное напряжение +3.3 V и может давать до 5A для цифровой логики. Номиналы компонентов получены в ходе выполнения пошаговой инструкции из справочных данных. КПД схемы с указанными типами деталей составляет 80% , а пульсации менее 1% от \( V_{out}\) , т.е. ∼30 mV .



==646

Выбранная микросхема LM2677 ( и прочие члены семейства «Simple Switcher» ) развивает оригинальную архитектуру LM2574/5/6 ( 0.5, 1 и 3A соответственно ), работающую на частоте 52 kHz , для которой выпускают недорогие крупносерийные компоненты ⁷⁷ . Модернизированная линейка LM2670, членом которой является LM2677, работает на частоте 260 kHz , имеет выходной ток до 5A и требует установки вспомогательного конденсатора ( \( C_B\) на схеме ) для работы с внешним МОП транзистором.

Несколько замечаний

1. Данная схема даёт в 10 раз больше тока, чем вариант на MC34063A с рис. 9.64 , причём все её параметры ( регуляция, пульсации, реакция на переходные процессы ) существенно лучше. Цена также ровно в 10 раз выше - $5 против $0.5 ⁷⁸
2. Хорошая эффективность достигается за счёт использования n-канального МОП транзистора. На его затвор подаётся более высокое, чем \( V_{in}\) напряжение, которое вырабатывает внутренняя схема накачки, а \( C_B\) необходим для её работы.
3. Стоит обратить внимание на параллельное соединение конденсаторов на входе и выходе. Данный приём часто используется в преобразователях, где важно максимально снижать ESR и ESL ( эквивалентную последовательную индуктивность ). Такое решение позволяет снизить пульсации напряжения, имеющие токовую природу, и одновременно удержать токи пульсаций на конденсаторах в допустимых пределах ⁷⁹ .
4. Если нужно какое-либо стандартное выходное напряжение, например, +3.3 V , как на схеме, можно сэкономить два резистора и взять микросхему с фиксированным выходом LM2677-3.3. Зато регулируемая версия LM2677-ADJ позволяет не только свободно выбирать напряжение, но и сократить складское разнообразие.
5. Отметим также, что входной ток схемы существенно меньше выходного. Это следствие высокого КПД преобразования и основное преимущество по сравнению с линейными регуляторами.
6. Фиксированный КПД означает также, что, если повысить входное напряжение, то входной ток снизится, т.е. схема имеет признаки отрицательного сопротивления. Данный факт имеет кое-какие следствия. Скажем, LC фильтр на входе может вызвать в схеме генерацию. Такая же проблема возникает в преобразователях переменного сетевого напряжения.

Упражнение 9.9
Какая максимальная теоретическая эффективность проходного линейного регулятора, который выдаёт +3.3 V , имея на входе +14 V ?

Упражнение 9.10
Как КПД ключевого понижающего преобразователя влияет на отношение выходного тока ко входному? Как выглядит данное отношение в линейном регуляторе?



==646