Шапка

9.3 Законченные интегральные регуляторы

==600

В общей схеме стабилизатора на рис. 9.5 используется десять компонентов, а внешних выводов у неё всего три ( «Vin», «Vout» и «ЗЕМЛЯ» ). Открывается возможность создать интегральное решение с резисторами установки напряжения, цепью ограничения тока и частотной коррекции, расположенными внутри корпуса. В итоге получаем 3-выводной стабилизатор. 723, по-прежнему находящийся в рабочей форме, был выпущен полвека тому назад, но электронная промышленность не дремала, и современные линейные регуляторы содержат внутри все перечисленные выше детали, плюс защиту от перегрузки и перегрева. Большая часть современных стабилизаторов имеет модели с фиксированным выходом под наиболее ходовые напряжения и подстраиваемые варианты, которым требуется внешний делитель. На одном или двух дополнительных выводах корпуса могут подключаться сигналы «SHUTDOWN», выключающий микросхему, или «POWER_GOOD», сообщающий о нахождении выходного напряжения в заявленном диапазоне. Наконец, есть большая и постоянно растущая популяция стабилизаторов с низким падением на регулирующем элементе, предназначенных для маломощных схем и носимой электроники. Рассмотрим современные компоненты и их возможности.

==601

9.3.1 Классификация микросхем линейных регуляторов

Для упрощения знакомства с дальнейшим материалом всё разнообразие линейных интегральных стабилизаторов было ужато до несколько категорий, перечисленных ниже. Для каждой категории указан пример реальной часто используемой микросхемы, для каждой приводятся пояснения по использованию, описание основных возможностей и необходимые предупреждения.

3-выводные фиксированные
• положительные: 78xx
• отрицательные: 79xx
3-выводные подстраиваемые
• положительные: LM317
• отрицательные: LM337
3-выводные «с низким падением» ( фиксированные и подстраиваемые )
• положительные: LM1117, LT1083-85
3-выводные фиксированные и 4-выводные подстраиваемые «true LDO»
• положительные: LT1764A, LT1963 ( биполярные ); TPS744xx ( КМОП )
• отрицательные: LT1175, LM2991 ( биполярные ); TPS7A3xxx ( КМОП )
3-выводные с опорным источником тока
• положительные: LT3080

9.3.2 Трёхвыводные регуляторы фиксированного напряжения

Оригинальные 3-выводные стабилизаторы серии 78xx ( рис. 9.6 ), которых часто оказывается достаточно, были разработаны фирмой Fairchild в начале 1970-х 11 . В процессе производства выходное напряжение подстраивалось под одно из значений из ряда 05, 06, 08, 09, 10, 12, 15, 18, 24 и указывалось в двух последних позициях обозначения. Такие микросхемы держали ток до 1A и выпускались в корпусах мощных транзисторов ( TO-220, DPAK и DDPAK), которые можно было крепить к радиатору или медному полигону на печатной плате. Если много тока не требуется можно взять серию 78Lxx/LM340Lxx, которые упакованы в корпуса малосигнальных транзисторов TO-92. Для отрицательного напряжения выпускаются серии 79xx/79Lxx ( LM320/LM320L ). Внутреннее устройство в упрощённом виде показано на рис. 9.6 и 9.7 . Цены порядка $0.30.

Рис. 9.6 Упрощённая схема 3-выводного стабилизатора на фиксированное напряжение 78xx. Все компоненты находятся внутри корпуса, поэтому микросхеме требутся только пара фильтрующих конденсаторов на входе и выходе, см. рис. 9.8 . Токовый шунт \(R_{CL}\) имеет номинал около 0.2 Ω и собран так, чтобы падение на нём на максимальном токе было чуть меньше падения на диоде. Напряжение на шунте в паре с внутренним источником \(Δ V_{CL}\) включает токоограничительный транзистор \(Q_3\)
Рис. 9.7   3-выводной стабилизатор отрицательного напряжения 79xx

На рис. 9.8 показано, насколько легко сделать источник на +5V с помощью такой микросхемы. На рисунке есть и вариант на –5V на 7905. Проходные конденсаторы на выходе нужны для устойчивости. Кроме того, они улучшают переходную характеристику и обеспечивают низкий выходной импеданс на высоких частотах, где усиление в петле обратной связи самого стабилизатора снижается 12 . Конденсатор на входе нужен для всё той же устойчивости. Показанные на схеме номиналы являются минимальными значениями, оговоренными в справочных данных, но если сам стабилизатор стоит рядом с источником нерегулируемого напряжения или нагрузкой, то соответствующий конденсатор можно опустить.

Рис. 9.8 Источник стабилизированного напряжения ±5V на микросхемах 7805 и 7905

==602

Обе схемы имеют на выходе диоды Шоттки, защищающие устройство от напряжения обратной полярности на выходных клеммах. Данный приём очень полезен при работе с двуполярными источниками питания. Без такой защиты одно из плеч может передавить другое через сопротивление нагрузки и подать на выход напряжение обратной полярности. Обратная полярность на шине питания выжигает нагрузку ( микросхемы и отдельные транзисторы ), или сам регулятор, который, к тому же, может попасть в режим тиристорного защёлкивания. Такие диоды очень часто не ставят, но допускать такое отношение нельзя ни в коем случае!

Трёхвыводные стабилизаторы имеют в своём составе схему защиты от перегрева и перегрузки, которая просто выключает микросхему, не позволяя ей сгореть. Кроме того, такая схема не даёт проходному транзистору выходить за пределы области допустимой работы ( см. §9.4.2 ), сокращая максимальный ток нагрузки при большом перепаде напряжения между входом и выходом. Эти ИМС недороги и настолько просты в использовании, что породили новую схемотехническую практику, при которой питание в многоплатном устройстве подаётся на каждый узел с нерегулируемого источника и стабилизируется в каждом отдельном модуле индивидуально. В табл. 9.1 приведены параметры популярных членов упомянутых семейств 3-выводных регуляторов.

Существуют очень полезные вариации трёхвыводных фиксированных стабилизаторов. К ним относятся малопотребляющие версии ( например, LM2936 и LM2950 с собственным током холостого хода в микроамперном диапазоне ) и стабилизаторы с малым падением - LDO, которые сохраняют режим активного регулирования при разнице между входом и выходом на уровне десятых долей вольта. Типичные представители - LT1764A, TPS755xx и LM2936 работают при разнице напряжений порядка 0.25 V . LDO будут разбираться позднее после знакомства с 3-выводными подстраиваемыми регуляторами.

9.3.3 Трёхвыводные подстраиваемые регуляторы

Иногда требуются нестандартные питающие напряжения, на которые нет стабилизатора 78xx, например, +9V для эмуляции батарейного питания. Или, возможно, напряжение стандартное, но требует большей точности установки, нежели ±3% у имеющихся фиксированных стабилизаторов. Но теперь разработчик уже испорчен простотой 3-выводных микросхем и даже слышать не хочет о схеме на 723 и всех требуемых дополнительных компонентах. Что делать? Взять регулируемый 3-выводной стабилизатор!

Рис. 9.9 3-выводной регулируемый стабилизатор положительного напряжения LM317
Рис. 9.12 3-выводной регулятор отрицательного напряжения LM337. Выходной каскад с общим эмиттером требует увеличения номинала проходных конденсаторов на входе и выходе как минимум до 1 μF для сохранения устойчивости схемы

Родоначальником этого класса микросхем был классический кристалл LM317 фирмы National ( рис. 9.9 ). У микросхемы нет вывода земли. Вместо него выходное напряжение поддерживается на постоянные 1.25 V выше, чем потенциал «подстроечного» вывода. На рис. 9.10 показана схема его включения. Стабилизатор поддерживает на \(R_1\) падение 1.25 V , т.е. в данном случае задаёт через него ток 10 mA . Регулировочный вывод потребляет пренебрежимо малый ток порядка 50...100 μA , поэтому выходное напряжение равно \[ V_{out}=1.25\left(1+\frac{R_2}{R_1}\right ) \quad V. \]

Рис. 9.10 Стабилизатор на +3.3 V

В данном случае выходное напряжение +3.3 V имеет исходную точность ∼3% , которая определяется точностью внутреннего опорного источника ( ±2% ) и резисторов ( 1% ). Если требуется небольшая подстройка, нижнее плечо делителя заменяется связкой из резистора 191 Ω и потенциометра 25 Ω , которым можно подстраивать выход в пределах ±6% . Если резистор в нижнем плече заменить потенциометром 2.5 kΩ , то диапазон регулировки составит от +1.25 V до +20 V . Но в любом случае на входе напряжение должно быть на 2V ( падение на регуляторе ) больше, чем на выходе.

Table 9.1 7800-Style Fixed Regulators®

Notes: (a) often called ‘7800 and ’7900 series, e.g., “LM7800-series.” L series available in TO-92, SO-8 and SOT-89 packages; regular series available in TO-220, DPAK, D2PAK, and TO-3. Some use buried-zener ref, some use bandgap. (b) A-suffix types are ±2\text% tol. (c) prefixes: uA, LM, MC, KA, NCP, L, NJM, etc. (d) L-series: 2.6 to 24 V, regular: 5 to 24 V. (e) some lower, 3.3 mA to 4 mA

==603

Используя эту микросхему, надо выбирать достаточно низкие номиналы делителя, которые учитывают температурные вариации тока регулирующего вывода на уровне 5 μA . Многие разработчики используют для верхнего плеча номинал 124 Ω , который указан на схеме. Тем самым выполняется требование по минимальной нагрузке 10 mA . Отметим также, что ток, вытекающий из регулировочного вывода, может достигать 100 μA ( значение для наихудшего случая ). Выходной конденсатор для устойчивости не нужен, но сильно улучшает переходную характеристику. Полезно использовать не менее 1 μF , а лучше что-нибудь поближе к 6.8 μF .

LM317 упаковывается в корпуса самых разных видов, включая выводные TO-220, поверхностные DPAK и DDPAK и массу более мелких транзисторных ( TO-92 и с десяток поверхностных ). Мощные корпуса с нормальным теплоотводом позволяют отбирать до 1.5 A . Маломощные варианты 317L нормируются на 100 mA и тоже ограничены рассеиваемой мощностью. Популярная микросхема LM1117, выпускаемая многими производителями, имеет падение 1.2 V против 2.5 V у 317, но стоит дороже: $0.75 против $0.25 для корпуса TO-220. Кроме того, LM1117 имеет более узкий диапазон рабочих напряжений ( см. табл. 9.2 ) и требует на выходе конденсатор не менее 10 μF , что, впрочем, является совершенно обычным для LDO требованием.

Упражнение 9.4
Разработайте стабилизатор +5V на 317. Обеспечьте регулировку выхода ±20% с помощью потенциометра.

Существуют и более мощные трёхвыводные регулируемые стабилизаторы ( LM350 на 3A , LM338 на 5A и LM396 на 10 A ), а также высоковольтные варианты ( LM317H до 60 V и TL783 до 125 V ). Все они присутствуют в табл. 9.2 ( стр. 605 ). Перед использованием таких компонентов следует внимательно изучать справочные данные, учитывая требования к конденсаторам фильтра и защитным диодам. Стоит также отметить, что максимальные выходные токи обычно предполагают низкие перепады напряжения между входом и выходом ( \( V_{in}-V_{out}\) ) , а сама эта величина может составлять всего 20% от максимально допустимого входного напряжения \( V_{in}(max) \). Максимальный выходной ток уменьшается также с увеличением температуры 13 .

Альтернативой мощным ИМС может служить схема с внешним проходным транзистором на входе ( §9.13.4 ), хотя в сильноточных схемах правильнее использовать ключевые стабилизаторы ( §9.6 ).

LM317 относится к «обычным» линейным стабилизаторам ( в противоположность LDO ): типовое падение на нём составляет порядка 2V . Как и в случае других 3-выводных стабилизаторов существуют микросхемы с меньшими падениями ( популярный LM1117 с 1.3 V при 0.8 A или LT1083-85 - серия мощных регуляторов со сравнимыми цифрами при токах до 7.5 A ). Есть микросхемы с меньшим током холостого хода ( LP2951 с \(I_q\) =75 μA ). Всех их можно найти на рис. 9.11 . Существуют и варианты под отрицательное напряжение, но их не так много: LM337 ( рис. 9.12 ) - отрицательный напарник LM317 на 1.5 A , LM333 - отрицательная версия LM350 на 3A . Дополнительное обсуждение в §9.3.6 и §9.3.9 , плюс рис. 9.24 .

Рис. 9.11 Типичное падение напряжения ( \( V_{in}-V_{out}\) ) на 3-выводных регуляторах, построенных по сходной с 317 схеме (жирные линии ). Для сравнения показаны модели с малым падением и высоковольтные варианты. См. также рис. 9.24

==604

Анатомия LM317

Классический LM317 был создан в 1970 легендарным Бобом Видларом и Добкиным 14 и продолжает работать более четырёх десятилетий. Вместе с отрицательным 337 LM317 стал основным компонентом линейных стабилизаторов средней мощности ( до 1A ) в схемах, где имелось несколько вольт запаса для падения на регулирующем элементе. 317 размножился и породил массу копий и последователей, закрывших широкий спектр напряжений, токов и видов корпусов, в том числе и некоторые модели с малым падением, см. табл. 9.2 .

Внутреннее устройство микросхемы отличается редкой элегантностью. Например, функции усилителя ошибки и источника опорного напряжения с термокомпенсацией совмещены. Это был один из первых стабилизаторов с защитой от перегрева и схемой контроля области безопасной работы. На рис. 9.13 показана упрощённая схема его внутреннего устройства с сохранением обозначения элементов согласно оригинальной документации National Semiconductor.

Транзисторы \(Q_{17}\) и \(Q_{19}\) формируют источник опорного напряжения запрещённой зоны и работают с одинаковыми токами, заданными зеркалом \(Q_{16}Q_{18}\) . Из-за того, что площадь эмиттера \(Q_{19}\) в 10 раз больше, чем у \(Q_{17}\) ( у него 10 обычных эмиттеров ), плотность тока в \(Q_{19}\) в 10 раз ниже, чем в \(Q_{17}\) , а значит, \( V_{BE}\) меньше на \( (kT/q)\ln10\) или на 60 mV ( §2.3.2 ). Эта разница с помощью \(R_{15}\) определяет ток \(I_{Q_{19}}=Δ V_{BE}/R_{15}\) =25 μA и, заодно, ток всего каскада 50 μA 15 . Ток линейно зависит от абсолютной температуры, т.к. падение на \(R_{15} ∝ T_{abs}\) . Иначе говоря, схема относится к классу ( «PTAT» ).

Рис. 9.13 Упрощённая схема линейного стабилизатора LM317, из которой понятно, как работает внутренний термокомпенсированный источник опорного напряжения

Теперь о температурной компенсации классического «источника запрещённой зоны». Положительный температурный коэффициент тока используется для компенсации отрицательного температурного коэффициента напряжения \( V_{BE}\) транзистора \(Q_{17}\) , которое исходно составляет 600 mV и пропорционально 1/\(T_{abs}\) , т.е. имеет коэффициент –2.1 mV/°C ( §2.3.2 ). Полная компенсация получается, когда падение на \(R_{14}\) достигает 600 mV при токе 50 μA . Такие цифры соответствуют коэффициенту +2.1 mV/°C и - вуаля! - нулевому температурному коэффициенту при опорном напряжении около 1.2 V ( соответствующему энергии запрещённой зоны кремния ).

Опорный источник запрещённой зоны является заодно и усилителем ошибки. Коллектор \(Q_{17}\) видит высокоимпедансную нагрузку ( источник тока ), сигнал с него буферируется тремя каскадами эмиттерных повторителей ( в полной схеме их пять ), прежде чем доберётся до выходной ноги микросхемы. Поэтому, даже несмотря на довольно низкое значение проводимости ( \( g_m∼1/R_{14}\) ) , в усилителе ошибки остаётся масса петлевого усиления ( его вход подключён к выводу «ADJ» и имеет смещение \( V_{REF}\) относительно выхода «Vout» ).

Резистор \(R_{26}\) служит шунтом для ограничителя тока \(Q_{21}\) . Регулировка рабочего тока в зависимости от разницы ( \( V_{in}-V_{out}\) ) ( символ батареи на схеме ) нужна для контроля «области безопасной работы» ( SOA ). Дополнительные компоненты отвечают за гистерезис схемы отключения при перегреве ( \(Q_{21}\) имеет парный ему pnp для получения защёлкивающейся тиристорной структуры ).

Итоговое замечание. Дуэт Видлар-Добкин создал также микросхему LM195/LM395, в которой есть узел защиты по току и перегреву из 317, но отсутствует опорный источник. Изделие скромно названо «Особо надёжный мощный транзистор». В качестве базового вывода 395 выступает база pnp \(Q_{15}\) ( рис. 9.13 ). Напряжение «база-эмиттер» составляет при этом около 800 mV , а в «базу» втекает ток 3 μA от внутренней подтяжки. Идея была отличная, но цена $2.50, притом что LM317T стоил $0.50. Поэтому нормальные люди используют 317 в качестве «Достаточно надёжного мощного транзистора» с напряжением «база-эмиттер» 1.2 V и током подтяжки «базы» 50 μA . Примеры можно увидеть на рис. 9.16 и 9.18 .

9.3.4 Советы по применению LM317

3-выводной регулируемый LM317 исключительно прост в использовании, и есть несколько очень приятных способов его включения, позволяющих получить нечто большее, чем просто источник постоянного напряжения. Имеется также несколько предупреждений, которые надо иметь в виду. Некоторые полезные идеи приведены на ниже.

Ниже следует краткое пояснение для каждой с упором на схемотехнику.

A

Для нормальной работы регулятору требуется некоторая минимальная нагрузка, потому что внутренние токи схемы текут в конечном итоге через неё. Следовательно, чтобы иметь возможность полностью обесточивать потребителя, верхний резистор обратной связи \(R_1\) надо выбирать достаточно низкоомным, чтобы удовлетворять спецификации по минимальному току нагрузки \( V_{REF}/R_1≥I_{out}(min) \) . Для \( V_{REF}\) =1.25 V и \(I_{out}(min) \) =10 mA у LM317 сопротивление \(R_1\) должно иметь величину не более 125 Ω 16 . Естественно, можно использовать и большие номиналы, восполняя недостающий ток дополнительным резистором на выходе. Но в этом случае появляется дополнительная неопределённость выходного напряжения, обусловленная током вывода «ADJ» ( ∼50 μA ), см. @E .

Рис. 9.14(A) Примеры использования LM317. Выбор \(R_1\) для работы без нагрузки

==605

B

Схема на стандартном 317 ( например, рис. 9.10 ) имеет нижний предел регулировки выхода на уровне \( V_{REF}\) . Ноль на выходе можно получить, если опустить нижний вывод \(R_2\) в отрицательную область. Требуется только обеспечить достаточно тока, чтобы перевести в рабочий режим внешний опорный источник.

Рис. 9.14(B) Примеры использования LM317. Регулировка выходного напряжения до 0V

C

Можно использовать МОП транзистор ( или аналоговый ключ с низким \(R_{ON}\) ) , чтобы переключать резисторы установки напряжения, обеспечив тем самым изменение выходного напряжения от логического сигнала.

Рис. 9.14(C) Примеры использования LM317. Выбор нескольких фиксированных выходных уровней

D

Кроме того, задавать выходное напряжение можно, подавая постоянный потенциал на вывод «ADJ». Выходное напряжение будет на \( V_{REF}\) вольт выше. Управляющий потенциал можно создавать потенциометром или ЦАПом. Если схема точно соответствует варианту D, то необходимо убедиться, что минимальная нагрузка соответствует спецификации ( 10 mA для большей части ИМС, см. табл. 9.2 ). Вдобавок придётся учитывать эффект от вытекающего из вывода «ADJ» тока, на котором будет висеть больший, чем обычно, импеданс. В примере сопротивление в среднем положении движка потенциометра составит ∼1 kΩ , см. @E .

Рис. 9.14(D) Примеры использования LM317. Ещё один способ регулирования выходного напряжения, лучше подходящий для блоков питания

E

Вывод «ADJ» является источником тока величиной 50 μA ( см. врезку «Анатомия LM317» ) и определяет выходное напряжение в соответствии с формулой. \[ V_{out}=V_{ADJ}\left(1+\frac{R_2}{R_1}\right )+I_{ADJ} R_2 \qquad [9.1] \]

Рис. 9.14(E) Примеры использования LM317. Ошибка от тока \(I_{ADJ}\)

Второе слагаемое в уравнении – «ошибка», вызванная током «ADJ». Для наихудшего случая \(I_{ADJ}\) =100 μA и номинала \(R_1\) =125 Ω ток вывода поднимет выходное напряжение на дополнительный 1% относительно стандартной точности ( 1 или 4% , см. табл. 9.2 ) 17 . Ошибка от тока вывода «ADJ» линейно увеличивается с увеличением сопротивления делителя в соответствии с приведённым графиком. График предполагает точность \( V_{REF}\) на уровне 4% , ток вывода «ADJ» для наихудшего случая 100 μA и отсутствие коррекции для токовой ошибки, т.е. отказ от учёта второго слагаемого в уравнении [9.1] .

Table 9.2. 3-Terminal Adjustable Voltage Regulators (“LM317-style”)a

Notes: (a) all have Vout range from ^ref to ^in(max)-^ref. (b) minimum current to operate the IC. (c) ?Vout (\text%) for ??J = 100°C. (d) D2PAK. (e) for 10\text% to 50\text% /max. ( f) at 5V. ( g ) with Vadj bypass cap. (h) maximum dropout voltage at /max. (k ) JRC’s NJM317F has isolated tab. (n ) also with prefixes like TLV, LD, and REF. ( p) for TO-220 and D-PAK packages. (u ) 10?F min if low ESR tantalum; also requires 10?F input bypass. (v) maximum /out at low Vin-Vout, e.g., ?? <10?; see text. (z) the metal case or tab ( for TO-220, TO-3, D-PAK) is connected to Vout for positive regulators, and to Vin for negative regulators. Beware differing pinouts: positive versus negative, and variants like LR8 and LR12.

==606

F

Линейный регулятор может быть повреждён чрезмерным током при случайном разряде конденсаторов фильтра через внутренние цепи микросхемы. Диод \( D_2\) не позволяет выходному конденсатору разряжаться через 317 при коротком замыкании на входе. Его наличие не обременит разработчика, а для больших входных напряжений данный диод надо ставить в обязательном порядке. Аналогично, \( D_1\) защищает при замыкании выхода, если имеется необязательный конденсатор \( C_1 \) .

Рис. 9.14 (F) Примеры использования LM317. Защита от обратных разрядных токов \( C_1 \) и \( C_2\) при закорачивании выхода ( \( D_1\) ) или входа ( \( D_2\) )

G, H

Можно увеличить время выхода на рабочий режим, повесив на вывод «ADJ» конденсатор большого номинала ( здесь потребуется защитный диод, см. @F ) 18 . В обоих вариантах схемы конденсатор заряжается постоянным током, вызывая плавный подъём выходного напряжения. Из-за небольшого сопротивления \(R_1\) ёмкость конденсатора становится весьма заметной ( для времени нарастания 10 ms/V и \(R_1\) =125 Ω потребуется конденсатор 100 μF ). Ситуация исправляется повторителем ( @H ). Отметим, что выходное напряжение начинает плавный рост не с нуля, сначала оно скачком увеличивается до \( V_{REF}\) =1.25 V для @G или до \( V_{REF}+V_{BE}\) ≈1.8 V для @H , а потом начинает плавный рост. По тем же причинам ключ «DISABLE» ( @G ) понижает выходное напряжение не до нуля, а до \( V_{REF}\) .

Рис. 9.14 (G, H) Примеры использования LM317. Плавное включение

==607

Упражнение 9.5
Нарисуйте схему с указанием номиналов компонентов, соответствующую варианту 9.14C , которая управляет небольшим вентилятором. Когда требуется охлаждение, схема должна обеспечивать +6V , при которых вентилятор работает, но тихо, а если на логический вход «HOT» придёт сигнал ВЫСОКОГО уровня ( например, +5V ), схема должна подавать на вентилятор +12 V .

==608

9.3.5 Примеры схем с использованием LM317

Прежде чем перейти к стабилизаторам с малым падением, рассмотрим несколько рабочих примеров использования 317: двуполярный лабораторный источник питания от 0 до ±25 V , схему плавного управления вентилятором и два варианта регулировки выхода высоковольтного источника питания.

9.3.5.A Двуполярный лабораторный источник питания

Источник двуполяного напряжения с симметричными выходными уровнями на напряжение от 0 до ±25 V и током до 0.5 A - штука очень полезная. Его можно купить за несколько сотен долларов или около того, а можно собрать самостоятельно на паре 3-выводных регулируемых регуляторов. Схема показана на рис. 9.15 . В положительном плече стоит LM317 в корпусе TO-220 ( суффикс «-T» ). С правильно подобранным радиатором ( \(R_{\Theta JC}\) ≈ 2°C/W см. §9.4 ). Регулировка напряжения до 0V выполнена по схеме 9.14B - нижний конец делителя для 317 подключён к потенциалу –1.24 V . Для точной симметрии напряжение с вывода «ADJ» \(U_1\) инвертируется и подаётся на стабилизатор отрицательного напряжения LM337.

Рис. 9.15 Двуполярный симметричный лабораторный источник питания с выходным напряжением от 0 до ±25 V на 3-выводных регуляторах типа 317/337

Некоторые подробности. Рядом с \(U_1\) поставлен шумоподавляющий \( C_1 \) ( вместе с защитным диодом ). Для получения инвертированного опорного напряжения для \(U_2\) используется прецизионный малошумящий ОУ, поэтому дополнительный конденсатор на выводе «ADJ» \(U_2\) не нужен. Резисторы \(R_1\) и \(R_6\) обеспечивают требуемую минимальную нагрузку 10 mA . Но здесь следует отметить, что \( A_2\) должен быть способен выдать эти 10 mA , а \(R_5\) пропускать достаточно тока, чтобы питать \( A_1\) , отбирать 10 mA через переменный резистор \(R_2\) и задавать ток через \(Z_1\) . Диоды Шоттки \( D_1\) и \( D_2\) защищают схему от напряжения обратной полярности, которое может попасть на выходные клеммы из нагрузки. И, наконец, если есть угроза короткого замыкания входа на землю, нужно добавить диоды между входными и выходными контактами обоих регуляторов ( рис. 9.14F ), чтобы защитить их от тока обратного разряда фильтрующих конденсаторов ( и возможных источников в нагрузке ). На эту роль подходят 1N4004.

Упражнение 9.6
Источник опорного напряжения \(Z_1\) ( это слаботочный параллельный стабилизатор ) специфицируется на рабочий ток в диапазоне 50 μA...20 mA . Покажите, что схема 9.15 его обеспечивает. Для этого надо подсчитать ток через \(Z_1\) при наибольшем и наименьшем входном напряжении отрицательной шины ( т.е. при –28 V и –38 V ). Предполагается, что сдвоенный операционный усилитель может потреблять от 3 mA до 5.7 mA .

9.3.5.B Пропорциональное управление вентилятором

Старт-стопный режим работы вентилятора ( или, как в упражнении 9.5 , режим «больше-меньше» ) прост, но поддержание температуры радиатора через управление скоростью вращения, т.е. за счёт изменения напряжения на вентиляторе, работает лучше, чем простая релейная логика. Рис. 9.16 показывает, как можно превратить 317 в сильноточный драйвер, имеющий защиту от перегрева и перегрузки с простым управлением через вывод «ADJ». Здесь используется вечно молодой LM358, который интегрирует сигнал ошибки с измерительного моста. В одном из плеч моста стоит термистор с отрицательным температурным коэффициентом ( NTC ). Мост сбалансирован для температуры 60°C . Выше этой точки выход интегратора, а значит, и напряжение на вентиляторе растёт в положительном направлении. Постоянная времени интегратора \(R_4C_1\) должна быть несколько больше, чем температурная постоянная времени ( от нагревателя к термистору ), чтобы минимизировать «рысканье» при установлении теплового равновесия.

Рис. 9.16 Управление скоростью вентилятора с помощью схемы с обратной связью на термисторе. Аналоговое управление позволяет избавиться от шумов переключения, а переменная скорость минимизирует акустический шум

==609

LM358 выбран из-за низкой цены ( $0.10 в розницу ), однополярного питания ( рабочий диапазон входов и выхода включает потенциал отрицательной шины ) и надёжной работы при напряжениях питания сильно превышающих +15 V . Но 50 nA тока смещения для наихудшего случая вынуждает использовать интегрирующий конденсатор большой ёмкости. В идеале лучше всего здесь смотрелся бы недорогой ОУ с однополярным питанием с полевыми транзисторами или схемой компенсации входного тока. К счастью, такой усилитель имеется. Это не особо известный OPA171 с однополярным питанием, током смещения в диапазоне десятков пикоампер даже при повышенной температуре и напряжением питания от 3 до 36 V . Стоит такая микросхема около доллара, зато можно поставить более дешёвый конденсатор 0.47 μF , который будет работать в паре с резистором \(R_4\) =10 MΩ .

9.3.5.C Высоковольтный источник: вариант I - линейный регулятор

На рис. 9.17 показана простая схема, которая усиливает выходной ток 3-выводного регулятора LR8 фирмы Supertex [* сейчас Microchip] . Микросхема работает при напряжении 450 V , но её выходной ток ограничен на уровне 10 mA , а рассеиваемая мощность ∼2 W ( корпус DPAK на полигоне из фольги, см. рис. 9.45 ) при работе с полным допустимым перепадом напряжений.

Рис. 9.17 Высоковольтный регулируемый источник: вариант I, 0...400 V , собран на линейном регуляторе LR8 с повторителем на МОП транзисторе. Параметры \(R_2\) описываются в тексте

Минимальная нагрузка регулятора равна 0.5 mA , поэтому в схеме он отдаёт ток чуть меньший чем 1 mA в повторитель на МОП транзисторе. Обратная связь охватывает только сам LR8, поэтому повторитель вносит смещение ( и оно слегка зависит от нагрузки ), которое можно подстроить потенциометром \(R_{1b}\) . За ограничение тока отвечает \(Q_2\) , а диоды \( D_1...D_3\) защищают от повреждений, обычных для высоковольтных блоков питания. Конденсатор \( C_2\) ( с дополнительным защитным диодом ) снижает шум. Потенциометр регулировки выхода \(R_2\) рассеивает 320 mW при максимальном выходном напряжении, поэтому правильнее будет выбрать модель с мощностью 1W или более. Следует проверить данные возможного кандидата на допустимое напряжение. В данную схему хорошо встаёт Bourns 95C1C-D24-A23 или Honeywell 53C3500K.

9.3.5.D Высоковольтный источник: вариант II - ключевой преобразователь

Есть и другой подход к созданию регулируемого высоковольтного напряжения: надо использовать DC-DC модуль. Они выпускаются под очень широкий набор выходных напряжений, доходящих до десятков киловольт, и допускают выбор полярности. Многие имеют внутри стабилизатор выходного напряжения и работают от низковольтного источника ( +5, +15 и т.д. ). Выходное напряжение регулируется резистором или потенциалом на низковольтной стороне. От таких источников удобно запитывать фотоумножители, лавинные полупроводниковые детекторы, умножители на микроканальных пластинах и прочие устройства, требующие высокого напряжения при низком токе.

Более дешёвым решением будет использование модуля чистого преобразования без встроенного стабилизатора. В таких устройствах выходное напряжение - это масштабная копия питающего и меняется вместе с ним, отчего они часто называются «пропорциональными» DC-DC преобразователями. Типовой представитель имеет вход 0...12 V , а на выходе в зависимости от модели может давать от 100 V до 25 kV при мощности от долей ватта до 10 W или около того. Рис. 9.18 показывает возможное включение 3-ваттного модуля пропорционального преобразователя EMCO. Выходное напряжение устанавливается с помощью \(R_3\) , причём минимальное выходное напряжение определяется уровнем 1.25 V на выходе LM317. Вариант с ограничением тока защищает преобразователь при перегрузках 19 . Общая розничная цена компонентов без преобразователя укладывается в $0.75: данная схема - чемпион дешевизны.

Рис. 9.18 Высоковольтный источник: вариант II, 0...300 V , собран на пропорциональном DC-DC преобразователе с питанием от LM317 и управлением через вывод «ADJ»

==610

9.3.6 Регуляторы с низким падением

Есть задачи, где падение ( т.е. минимальная разница между входным и выходным напряжением ) величиной 2V является серьёзным ограничением. Например, для цифровых схем могут потребоваться +3.3 V при наличии +5V или, что хуже, +2.5 V из +3.3 V . Другим примером служит стабилизатор +5V , работающий от батареи «9V». Такие батареи начинают свой трудовой путь при уровне +9.4 V , а заканчивают его при +6V или даже при +5.4 V в зависимости от минимального напряжения на полностью разряженном внутреннем элементе ( 1.0 V или 0.9 V ). Во всех таких ситуациях нужен регулятор, который может работать с малой разницей между входом и выходом, в идеале до нескольких десятых долей вольта.

Одним из решений будет вовсе отказаться от линейной схемы в пользу ключевого варианта ( §9.6 ), который использует разницу между входом и выходом иначе, но зато имеет другие проблемы ( а именно: шум, пульсации и переходные процессы ). В итоге, возможно, тишина и простота линейных регуляторов перевесит.

Взглянем ещё раз на схему типового линейного регулятора на рис. 9.6 и 9.9 . Падение порядка 2V возникает из-за двух последовательных перепадов \( V_{BE}\) в выходном повторителе, построенном по схеме Дарлингтона, и напряжении на токовом шунте защитной цепи ( ещё одно падение \( V_{BE}\) в режиме ограничения ). Разрешить проблему можно, изменив схему выходного каскада ( взяв схему Шиклай в качестве замены для каскада Дарлингтона §2.4.2.A ) и применив иную цепь ограничения тока.

Промежуточный вариант показан на рис. 9.19. На выходе по-прежнему стоит npn повторитель, но раскачивает его уже pnp транзистор. Последний работает почти в режиме насыщения и позволяет избавиться от одного перепада \( V_{BE}\) . Токовый шунт передвинут в коллектор ( «измерение тока на горячем конце» ), где он не оказывает влияния на общее падение до тех пор, пока падение на нём меньше \( V_{BE}\) ( уровня ограничения ). Достижение предельного тока легко отслеживается с помощью компаратора, как на схеме 9.19. Такая топология позволяет микросхеме LT1083/84/85 ( до 7.5 , 5 и 3.5 A соответственно ) работать с типовым падением ∼1V при максимальном токе.

Рис. 9.19 Серия 3-выводных стабилизаторов положительного напряжения с уменьшенным падением LT1083/84/85

Авторы с успехом использовали указанные приборы во множестве разработок. С электрической точки зрения они имитируют LM317 с опорным напряжением 1.25 V относительно выходного напряжения. Но, как и многие другие регуляторы с малым падением, LT1085 неравнодушен к фильтрующим конденсаторам. Справочные данные рекомендуют на входе 10 μF , а на выходе не менее 10 μF ( для тантала ) или 50 μF ( для алюминия ). Если предполагается ставить на вывод «ADJ» противошумовой фильтр ( §9.3.13 ), ёмкость на выходе рекомендуется утроить.

==611

9.3.7 Настоящие регуляторы с малым падением

Падение на регулирующем элементе можно снизить ещё сильней, если заменить в выходном каскаде npn транзистор ( повторитель ) на pnp ( усилитель с общим эмиттером ), см. рис. 9.20 A . Такая конфигурация избавляет от одного потенциала \( V_{BE}\) , а общее падение начинает определяться напряжением насыщения транзистора. Чтобы удержать общее падение на возможно более низком уровне из схемы ограничения тока выбрасывается последовательно включённый шунт. Вместо него используется тестовый ток, состоящий с током нагрузки в некоторой пропорции и снимаемый со второго коллектора \(Q_1\) . Это менее точный, но достаточный для поставленной задачи способ, который позволяет избежать разрушительных токов. Например, справочные данные на LT1764A указывают минимальный уровень ограничения 3.1 A , а типовое значение 4A 20 .

Рис. 9.20 LDO на положительное напряжение. (A) Биполярный LT1764 и (B) КМОП TPS75xxx

Многие современные LDO используют в качестве регулирующего элемента МОП транзистор ( схема 9.20B ). Как и биполярные модели, эти стабилизаторы достаточно чувствительны к качеству фильтрации. Скажем, документация на серию стабилизаторов TPS755xx оговаривает не только ёмкость, но и ESR конденсаторов фильтра. Ёмкость должна быть не менее 10 μF , ESR - не менее 50 mΩ и одновременно не более 1.5 Ω . На графиках сочетаний \( C_{bypass}\) , ESR и \(I_{out}\) в справочных данных дополнительно показаны регионы устойчивости и неустойчивости.

9.3.8 3-выводные регуляторы с опорным током

Все рассмотренные до настоящего момента стабилизаторы используют источник опорного напряжения ( обычно это 1.25 V источник на запрещённой зоне кремния ), с которым сравнивается часть выходного напряжения. В результате нельзя получить выходное напряжение меньшее, чем опорное [* в главе, посвящённой 723 ( §9.2.1.B ), рассказан способ обхода этого ограничения] . В большинстве случаев напряжение опорного источника определяет нижнюю границу выходного напряжения \( V_{out}\) =1.25 V ( правда, отдельные экземпляры опускают предел до 0.8 и даже до 0.6 V , см. табл. 9.3 на стр. 614 ).

Но иногда требуется потенциал ещё ниже, и даже диапазоны, начинающиеся точно с нуля вольт. Такие требования обычно решаются с помощью вспомогательного источника отрицательного напряжения, как в схеме лабораторного блока из предыдущих изданий книги ( см. рис. 6.16 оттуда [* или рис. 9.15 из этой главы] ).

Очень хорошей альтернативой традиционному подходу является LT3080, созданный фирмой Linear Technology ( рис. 9.21 ). Это 3-выводной регулируемый стабилизатор положительного напряжения ( в некоторых видах корпусов есть и четвёртая ножка ). Вывод «ADJ», который здесь зовётся «SET» выдаёт точный ток ( \(I_{SET}\) =10 μA±2% ), а усилитель ошибки заставляет выход повторять напряжение на «SET». Т.е. если поставить между выводом «SET» и землёй резистор \(R\) , то выходное напряжение будет \( V_{out}=I_{SET}R\) . Диапазон выходного напряжения начинается от нуля: при \(R\) =0 и \( V_{out}\) =0 21 .

Рис. 9.21 3-выводной регулируемый стабилизатор положительного напряжения LT3080 с точной токовой опорой

==612

Базовая схема показана на рис. 9.22. В качестве примера взят источник 0...10 V . Архитектура серии LT3080 позволяет очень легко добавить регулируемое ограничение по току, которое тоже имеет нижним пределом ноль, см. рис. 9.23. Предварительный регулятор \(U_1\) превращён в источник тока 0...1A , а два стабилизатора вместе образуют источник напряжения с регулировкой тока ( или, если угодно, источник тока с ограничением по напряжению ).

Рис. 9.22 Стабилизатор положительного напряжения с выходным диапазоном, начинающимся от 0V
Рис. 9.23 Регулируемый «лабораторный источник» с независимой установкой тока и напряжения

В регуляторах серии 3080 есть четвёртый вывод «Vctrl» ( в корпусах, имеющих больше трёх выводов, например, TO-220-5 ), который позволяет запитывать внутреннюю схему от отдельного источника. При таком включении LT3080 превращается в настоящий источник с низким падением и имеет перепад 0.1 V при 250 mA . Его низкий выходной импеданс ( эмиттерный повторитель ) требует выходного конденсатора номиналом всего 2.2 μF , без ограничений на минимальное значение ESR .

9.3.9 Сравнение падений напряжения на регуляторах

Чтобы завершить тему падения напряжения на различных семействах регуляторов был построен график ( рис. 9.24 ), объединяющий параметры всех перечисленных типов. Кривые были взяты из «типовых» справочных данных, которые нормированы на графике в виде процентных долей. Для всех рабочая температура составила 40°C . Все три категории видны отчётливо. Обычные регуляторы с npn транзистором Дарлингтона в качестве проходного ( три верхних графика ), модели со сниженным падением с pnp и npn выходными повторителями ( средние графики ) и настоящие регуляторы с низким падением с pnp или p-МОП выходными каскадами ( нижняя группа кривых ). У последних падение линейно зависит от тока нагрузки и при низких токах уменьшается практически до нуля.

Рис. 9.24 Величина падения напряжения на линейных регуляторах. Два самых нижних графика ( с префиксами «TPS-» ) представляют КМОП микросхемы, все остальные - биполярные. См. также рис. 9.11

==613

9.3.10 Пример схемы регулятора с двумя выходами

В качестве примера вообразим небольшое цифровое устройство, которому нужно стабилизированное питание двух номиналов +3.3 V и +2.5 V , оба на 500 mA . На рис. 9.25 показано, как получить требуемое из небольшого трансформатора, монтируемого на печатную плату, нерегулируемого мостового выпрямителя и пары линейных регуляторов. Разработка проходит несколько стандартных этапов.

Рис. 9.25 Двойной низковольтный регулятор напряжения

  1. Выбирается трансформатор, с которого можно получить +8 Vdc . Подойдёт любая модель с обмоткой ∼6.3 Vrms: пиковая амплитуда составит 6.3\(\sqrt{2}\) V минус два падения на p-n переходе из-за моста.
  2. Следует выбирать трансформатор, рассчитанный на нагрузку ∼4 Arms , который позволит дополнительный нагрев от коротких токовых импульсов в мостовом выпрямителе ( «малый угол проводимости», см. §1.6.5 [* ссылка #31 и §9.5.2 ] ).
  3. Выбирается накопительный конденсатор \( C_1 \) , чтобы уровень пульсаций при максимальном токе нагрузки не превышал ∼1 Vpp ( по формуле \(I=C( dV/dt )\) ) , причём рабочее напряжение конденсатора надо выбирать с учётом наихудшего сочетания условий: верхней границы сетевого напряжения в отсутствие нагрузки.
  4. Для выхода «+3.3 V» использован 3-выводной регулируемый стабилизатор ( LM317A в мощном корпусе TO-220 ), который монтируется на теплоотвод ( 10°C/W достаточно для рассеивания ∼5 W тепла, см. §9.4 ).
  5. Наконец, на выходе «+2.5 V» стоит КМОП микросхема с фиксированным выходом ( две последние цифры в названии указывают выходное напряжение ), которая запитывается от +3.3 V .

Несколько замечаний

  1. Подробности, относящиеся к сетевой части устройства ( предохранители, фильтры, выключатели и т.п. ) на схеме опущены.
  2. Номиналы проходных конденсаторов выбраны с запасом, т.е. больше чем паспортный минимум, чтобы улучшить реакцию на броски тока и увеличить общую устойчивость.
  3. В TPS72525 есть внутренний супервизор с выходом «RESET», на котором появляется НИЗКИЙ уровень, когда стабилизатор перестаёт справляться с ситуацией. Такой сигнал используется, чтобы сообщить микропроцессору, что пора сохранять состояние и включаться.

[* Это, если «RESET» со стабилизатора идёт на прерывание общего назначения. А если он идёт на вывод «RESET» микроконтроллера, то активация сигнала аварии сбрасывает микропроцессор автоматически, не давая ему сохранить состояние и данные. Работа при подаче сигнала «RESET» на одноимённый вход процессора меняет логику работы. До тех пор, пока сигнал аварии активен, микропроцессор находится в состоянии сброса и ждёт, пока питание не успокоится. После снятия сигнала аварии процессор начинает работу. ( Подразумевается правильное согласование активных уровней, например, НИЗКИЙ на выходе стабилизатора == напряжение вышло из-под контроля == СБРОС микроконтроллера ) ].

9.3.11 Выбор линейного регулятора

Фиксированный или регулируемый? 3- или 4-выводной? Обычный или с низким падением? Как выбрать нужный тип микросхемы? Вот несколько советов.

  • Если низкое падение не требуется, стоит остановиться на обычном регуляторе. Брать можно и фиксированный ( 78xx/79xx, табл. 9.1 ), и регулируемый ( 317/337, табл. 9.2 ). Такие микросхемы дёшевы и устойчивы при малых номиналах проходных конденсаторов.
    • фиксированные: нет внешнего делителя, но ограничен выбор напряжений и нет подстройки.
    • регулируемые: допускают получение и подгонку любого напряжения, ограниченное число моделей, но требуют внешнего делителя.
  • Если нужна регулировка от 0V , надо брать регулятор с токовой опорой, подобный LT3080.
  • Если требуется малое падение ( \( V_{DO}\) ≤ 1V ), то выбор LDO очень широк ( табл. 9.3 ).

  • Для входных напряжений ≥ 10 V используйте биполярные модели:
    • LT1083-85, LM1117, LM350, LM338 для допустимого падения ∼1V;
    • LT1764A и ему подобные для падения ∼0.3 V ( ознакомьтесь с предупреждением в §9.3.12 )
  • Для напряжений ≤ 10 V имеется масса КМОП моделей ( как фиксированных, так и подстраиваемых ).
  • Если нужен высокий КПД, высокая плотность энергии, увеличение напряжения относительно входного или его инверсия, используйте ключевые стабилизаторы и преобразователи ( §9.6 ).

  • Для низковольтных сильноточных приложений стоит рассмотреть микросхемы, имеющие раздельные выводы питания управляющей части и проходного транзистора, подобные варианту на схеме 9.21. Такие модели имеют отметку в колонке «boost, bias pin» в табл. 9.3 .

9.3.12 Особенности линейных регуляторов

Интегральные регуляторы исключительно просты в использовании, а встроенная защита по перегрузке и перегреву не оставляет никаких поводов для беспокойства. Тем не менее, разработчику следует знать о некоторых особенностях таких микросхем.

9.3.12.A Разнобой в разводке

Студенты с утомительной регулярностью попадают в эту ловушку: стабилизаторы одной серии, но разной полярности, как пара 317 ( положительный ) и 337 ( отрицательный ), имеют разную разводку ( рис. 9.26 ). В случае серии 78xx/79xx это очень неудобно, т.к. крепёжный фланец в положительной серии 78xx заземлён, поэтому микросхемы можно прикручивать к корпусу или припаивать к земляным полигонам. А в отрицательных 79xx фланец соединён с клеммой входного напряжения, и монтаж корпуса превращается в серьёзную проблему 22 .

Рис. 9.26 Не думайте, что стабилизаторы отрицательного напряжения имеют ту же разводку, что и их положительные собратья. Не делайте вообще никаких предположений: читайте справочные данные!

==614

Table 9.3 Low-dropout Linear Regulatorsa

==615

Notes: (a) “Low Dropout” ( LDO ) regulators typically drop <100 mV, except at the highest currents; sorted approximately by ascending Iq and Iout capability, with some family grouping; the ADJ versions of some parts have less accuracy than the fixed versions (which can be laser trimmed ). (b) 10 Hz-100 kHz, with no noise reduction cap, unless indicated otherwise. (c) input and other capacitors also required. (d) fixed voltage versions only. (e1 ) 100 Hz-100 kHz or 200 Hz-100 kHz. (e2 ) 10 Hz-10 kHz. (e3 ) 300 Hz-50 kHz. (e4 ) 10 Hz-1 MHz. ( f) with NR cap. ( f2 ) if the ADJ pin is bypassed, larger output capacitors are required, see datasheet. ( g ) output-input differential. (h) minimum load current. (k ) qty 1k or more. (m) min or max. (n ) bold italic indicates an inexpensive “jellybean.” (nV) nV/VHz, with 10 nF filter cap. (o) “load-dump”: withstands input voltage transients (or continuous inputs ) to 60 V (or 40 V for some parts ), and does not pass the spike through to the output; often associated with “automotive” parts. ( p) power good. (q) some pkgs only. ( r ) delayed reset output for ??. ( rec) recommended. ( s ) slew control. ( t ) typical. ( ti ) some of Tl's parts have an internal EEPROM, allowing quick custom factory voltage programming. ( tt ) over operating temperature range. (u ) unit qty. (v) adjustable version only. (v2 ) filter cap across feedback resistor. (w) ADJ and filter avail in 8-pin pkg. (x) reversed input voltage with excess current flow may damage part, a Schottky diode is recommended; although not marked “?,” these parts may have a reverse-diode function. (y ) check datasheet. (z) choose between two versions. ? = input-output back diode conducts, limit current; also, reverse supply not allowed, see note x^ ? = protected against reverse polarity input. Comments: A: current-programmed; ^control dropout 1.6 V max; 1 mA min load. B: 100 V for -HV version. C: -? suffix for looser tolerance and tempco, etc. D: ADP7104 suggested alternative. E: see also Tl’s TL1963A, $2.65. F: control and pass-transistor inputs. G: internal charge pump.

==616

9.3.12.B Полярность и проходные конденсаторы

Ранее уже говорилось, что отрицательные версии регуляторов имеют иную схемотехнику выходного каскада, нежели положительные ( усилитель с общим эмиттером на npn транзисторе ). Такая конфигурация для блокировки колебаний требует выходной конденсатор большой ёмкости. В данном вопросе не надо думать или полагаться на память, а надо точно следовать инструкциям ( т.е. справочным данным ). Не путайте полярность конденсатора [* отставить смех!] и следуйте рекомендациям в следующих пунктах.

9.3.12.C Защита от смены полярности

Для двуполярных источников, безразлично стабилизированные они или нет, имеется дополнительное предупреждение. Практически любая схема получает серьёзные повреждения при переполюсовке питания. Для однополярного источника есть только один способ добиться этого: перепутать провода. Часто можно видеть на входе схемы мощный диод, защищающий именно от таких ошибок. Схема, использующая несколько напряжений, например, двуполярное со средней точкой, может получить обширные повреждения, если один источник будет закорочен на другой. Обычной неисправностью, приводящей к такому развитию событий, является пробой коллектор-эмиттер в одном из плеч мощного симметричного каскада в питаемой схеме. В такой ситуации два источника оказываются соединёнными вместе и начинают выяснять, кто из них сильнее. И, что характерно, победитель находится всегда. Напряжение на проигравшей стороне меняется на противоположное, а из устройства начинает идти дым. Даже если до серьёзной аварии дело не доходит, несимметричная нагрузка может вызвать реверс полярности после выключения питания. Для предотвращения всех этих ужасов будет разумно поставить мощные диоды (желательно Шоттки ) в обратном включении между каждым выходом источника питания и землёй, как на рис. 9.8.

Некоторые стабилизаторы спроектированы так, чтобы блокировать прохождение тока, если напряжение на входе ниже, чем на выходе. Такие ИМС отмечаются в колонке «reverse block» в табл. 9.3 чёрной точкой. Есть модели, которые блокируют ток при обратной полярности на входе. Они отмечаются белым квадратиком.

9.3.12.D Ток земляного вывода

Персональной особенностью биполярных стабилизаторов с низким падением с выходными каскадами на npn транзисторах ( рис. 9.20 ) является резкий рост тока земляного вывода, когда схема близка к границе активного режима. В этот момент выходной каскад близок к насыщению, его бета сильно снижена, а значит, требуется значительный ток базы. Явление особенно заметно на низкой нагрузке или в ненагруженном состоянии, когда от микросхемы ожидается совсем небольшой ток земляного вывода или ток покоя. Пример: биполярный LT1764A-3.3 под нагрузкой 100 mA имеет ток земляного вывода около 5 mA , а рядом с границей активного режима он возрастает до ∼50 mA . Ток покоя ( в отсутствие нагрузки ) ведёт себя аналогично и возрастает до ∼30 mA с нормальной величины ∼1 mA 23 . Производители редко рекламируют такую «особенность» на первой странице справочных данных, но, если её поискать, то можно и найти. Описанное поведение критично для батарейных устройств.
Предупреждение: ток покоя \(I_q\) по выводу земли, указанный в табл. 9.3 предполагает лёгкую нагрузку и входное напряжение, достаточное для активного режима.

9.3.12.E Максимальное входное напряжение

В табл. 9.3 можно найти входное напряжение для более чем сотни LDO. Для низковольтных схем хорошим выбором будут КМОП регуляторы, имеющие множество моделей с фиксированными напряжениями и возможностью подстройки. Например, серия TPS7xxxx фирмы Texas Instruments включает десятки видов, каждый из которых имеет варианты с выходными напряжениями из набора 1.2, 1.5, 1.8, 2.5, 3.0, 3.3 или 5.0 V . Но соблюдайте осторожность, многие из этих микросхем имеют максимальное входное напряжение всего +5.5 V 24 . Некоторые КМОП стабилизаторы допускают вход до +10 V , но для больших напряжений потребуются биполярные модели, например, LT1764A с входом от 2.7 до 20 V или LT3012 от 4 до 80 V . В §9.13.2 описывается интересный способ радикального расширения диапазона входных напряжений вплоть до +1 kV !

==617

9.3.12.F Устойчивость LDO

Полезно напомнить, что стабилизаторы с низким падением напряжения могут довольно нервно реагировать на режим фильтрации ( см. замечания в §9.3.7 ), причём поведение сильно зависит от конкретного типа. Например, в руководстве по выбору LDO фирмы Texas Instruments есть колонка «Cout», в которой можно найти пометки в диапазоне от «No Cap» до «100 μF танталовый». Признаком неустойчивости может служить неправильное или даже нулевое выходное напряжение. Последний вариант сбил с толку одного из энергичных слушателей курса, который успел поменять несколько экземпляров LP2950 ( LDO, +5V ), прежде чем разобрался, что керамический конденсатор 0.1 μF не подходит для замены танталовому 1 μF ни по ёмкости, ни по слишком низкой величине эквивалентного последовательного сопротивления ESR , см. ##§X1.3. Этот вопрос подробно обсуждается в разделе советов по использованию в справочных данных 25 . Более серьёзным признаком возбуждения является избыточное напряжение на выходе. Авторы наблюдали схему с LM2940 ( LDO, +5V, 1A ), у которого на выходе стоял конденсатор 0.22 μF вместо 22 μF . Из-за самовозбуждения ИМС её выходное напряжение увеличивось до +7.5 V !

В табл. 9.3 есть две колонки, помогающие в подборе стабилизатора: «Cout(min)» и «ESR(min,max )». Но стоящие там цифры следует рассматривать как ориентиры, и их недостаточно, чтобы делать осмысленный выбор. Гораздо больше информации дают графики в справочных данных: границы устойчивой работы в зависимости от ёмкости, ESR или тока нагрузки ( см. пример на рис. 9.27 ). Изучайте такие графики внимательно!

Рис. 9.27 Стабилизаторы с низким падением могут предъявлять весьма жёсткие требования к ESR выходных конденсаторов, что можно наблюдать на примере LM2940. Очень часто область устойчивой работы ограничена и сверху, и снизу. Будьте внимательны!

9.3.12.G Реакция на переходный процесс

Регуляторы должны сохранять устойчивость с любой емкостной нагрузкой, которая часто составляет многие микрофарады, поэтому полоса их обратной связи ограничена ( по аналогии с цепью частотной коррекции в ОУ ). Таким образом, типичная полоса имеет ширину десятки-сотни килогерц, и для поддержания низкого выходного импеданса на высоких частотах приходится рассчитывать на проходной конденсатор. Иначе говоря, именно выходной конденсатор отвечает за поддержание постоянного уровня на выходе на коротких временных отрезках, в ответ на изменение тока нагрузки, до того момента, как регулятор начнёт на них реагировать. Особенно важно включать конденсаторы с низким ESR ( и ESL ) в набор, если нагрузка низковольтная и склонна к резким изменениям тока. Таким поведением отличаются современные микропроцессоры, способные создавать скачки тока величиной много ампер.

Данный вопрос был исследован на примере стабилизатора на 6V, 1A с использованием микросхемы MIC5191 фирмы Micrel. Измерялась реакция на резкое изменение тока между уровнями 2 и 4A и уровнями 1 и 5A . Сравнивалась работа двух макетов:

  1. на печатной плате с преимущественным использованием компонентов для монтажа в отверстия и
  2. на печатной плате 26 с преимущественным использованием компонентов для поверхностного монтажа и дополнительными емкостями на входе и выходе 27 .

Рис. 9.28/30 и 9.29/31 показывают результаты измерений. Использование большого числа конденсаторов для поверхностного монтажа ( SMT ) и слоёв фольги с низким сопротивлением и индуктивностью привело к хорошо заметному улучшению ситуации. Размах бросков выходного напряжения снизился на порядок ( с ∼40 mV до ∼4 mV для 4-амперного броска тока ), а выходное напряжение стало отклоняться от номинала на доли милливольта ( против ∼6 mV при 4-амперном броске тока ).

Рис. 9.28 Реакция на скачкообразное увеличение тока нагрузки: 1V, 6A LDO, вариант с компонентами для монтажа в отверстия. По горизонтали 4 μs/div
Рис. 9.30 Та же схема, но собранная на печатной плате с использованием поверхностной технологии. Обратите внимание на изменение вертикальной шкалы

Рис. 9.29 То же устройство, что и на рис. 9.28, но развёртка замедлена до 400 μs/div , чтобы уместился полный цикл
Рис. 9.31 То же устройство, что и на рис. 9.30, но развёртка замедлена до 400 μs/div , чтобы уместился полный цикл

==618

Другая проблема возникает с реакцией на скачки напряжения по входу и прохождение иголок с выхода стабилизатора на вход. Эти параметры отличаются от данных из колонки «Regulation, line» в табл. 9.3, которые сообщают параметры подавления изменений на входе на низких частотах и при постоянном токе. Конденсаторы на входе немного помогают в этом случае, но полезнее ставить большие конденсаторы с низким ESR на выходе. Иная картина наблюдается при быстрых скачках, вызванных случайным отключением бортового аккумулятора из-за плохого соединения, коррозии или человеческого фактора в момент зарядки от генератора, в ходе которой возникают выбросы амплитудой 50 V и более, против нормального уровня 13.8 V . Такие броски проходят и на выход стабилизатора. Ещё хуже то, что они могут сжечь сам регулятор за счёт превышения максимально допустимого входного напряжения ( колонка «Vin(max)» в табл. 9.3 ). Микросхемы, специально рассчитанные на работу в таких условиях, отмечены в таблице индексом «o».

9.3.12.H Шум

Линейные регуляторы сильно различаются по уровню и спектру шума ( т.е. флуктуациям выходного напряжения ). Где-то это безразлично, например, в цифровых схемах, которые шумят по самой своей природе 28 . Но для слаботочной прецизионной аналоговой электроники, очень чувствительной к помехам, существуют линейные регуляторы с выдающимися шумовыми параметрами. Например, LT1764/63 40 μVrms ( 10 Hz...100 kHz ) или ADP7102/04 15 μV . Кроме того, некоторые регуляторы выводят наружу опорный источник, позволяя добавить внешний конденсатор и подавить шум на высокочастотном конце спектра. Например, стабилизатор отрицательного напряжения LT1964 с конденсатором 10 nF покажет 30 μVrms , см. §9.3.13 .

==619

Производители по-разному специфицируют шумовые характеристики ( полосу, среднеквадратическое или амплитудное значение и т.д. ), поэтому сравнивать разные компоненты по этому параметру сложно. Авторы сделали такую попытку, добавив колонку «Vin@Vout» в табл. 9.3, но читателю следует всегда читать примечания ( и оригинальные справочные данные ).

9.3.12.I Защита при выключении

Некоторые типы регуляторов выгорают, если на их выходах висит большая ёмкость, а напряжение на входе внезапно схлопывается до нуля ( например, защитной схемой или в результате короткого замыкания ). В такой ситуации накопленный выходным конденсатором заряд начинает течь обратно в регулятор через выходную клемму. На рис. 9.32 показано, как можно защитить микросхему от порчи в такой ситуации на примере LM317. Многие разработчики не используют подобные приёмы, а они, между прочим, показывают уровень квалификации. Аналогичные проблемы возникают с внешними конденсаторами фильтров на выводе опорного источника, см. §9.3.13 29 .

Рис. 9.32 Диод \( D_1\) защищает регулятор от пробоя, если входное напряжение внезапно упадёт до нуля

9.3.13 Фильтрация шума и пульсаций

Основным источником шума выходного напряжения является флуктуации опорного напряжения усиленные с коэффициентом \( V_{out}/V_{REF}\) . Они складываются с шумом и пульсациями, приходящими со входа и не полностью подавленными обратной связью 30 , а затем и с шумом усилителя ошибки. Некоторые регуляторы позволяют поставить дополнительный фильтр на выход опорного источника и улучшить тем самым ситуацию на выходе. На рис. 9.33 показаны несколько примеров. В схеме 9.33A на вывод «ADJ» 3-выводного стабилизатора типа 317 повешен развязывающий конденсатор на землю. Такое включение позволяет существенно уменьшить шум, т.к. не позволяет масштабировать шум опорного напряжения с коэффициентом ( 1+\(R_2/R_1\) ). Именно во столько раз выходное напряжение больше опорного. Согласно справочным данным схема увеличивает коэффициент подавления пульсаций на входе с 65 dB до 80 dB ( типовое значение ). Отметим дополнительный защитный диод \( D_2\) , который необходим, если ёмкость противошумового фильтра \( C_1 \) превышает 10 μF .

Рис. 9.33 (A), (B) Снижение выходного шума и улучшение переходной характеристики в линейных регуляторах

Такая схема не убирает шум опорного напряжения, а лишь не позволяет его «усиливать» с коэффициентом \( V_{out}/V_{REF}\) . Подходы 9.33B и 9.33C эффективнее, потому что фильтруют опорный источник напрямую. В схеме 9.33B вывод «SET» LT3080 выдаёт наружу стабильный ток 10 μA , превращающийся в выходное напряжение на резисторе \(R_{SET}\) . Его и фильтрует \( C_1 \) , а выход регулятора - это копия данного фильтрованного потенциала. Для \( C_1 \) =0.1 μF шум опорного тока падает ниже шума усилителя ошибки, оставляя на выходе ∼40 μVrms ( 10 Hz...100 kHz ). Отметим, что шумоподавляющий конденсатор замедляет выход регулятора на рабочий режим. Ёмкость 0.1 μF в стабилизаторе на 10 V ( \(R_{SET}\) =1 MΩ ) задаёт постоянную времени выхода \(R_{SET}×C_1\) =100 ms .

Наконец, на рис. 9.33C показан регулятор с низким падением и специальным выводом шумоподавления «NR», который позволяет фильтровать потенциал прямо на входе усилителя ошибки. Для рекомендованной ёмкости 0.1 μF напряжение шума составит ∼40 μVrms ( 100 Hz...100 kHz ). Микросхемы, дающие такую возможность, маркируются в колонке «Filter pin» в табл. 9.3.

Рис. 9.33 (C) Снижение выходного шума и улучшение переходной характеристики в линейных регуляторах

Предварительная фильтрация. Очень эффективным методом снижения выходных пульсация с частотой сети и её гармоник является фильтрация на входе регулятора. Такой приём также сильно ослабляет входной широкополосный шум. При этом он проще, чем увеличение петлевого усиления и рабочей полосы регулятора. Тема раскрывается в §8.15.1 «Умножитель ёмкости», где показаны количественные результаты применения предварительной фильтрации в сравнении с грубым увеличением ёмкости выходного фильтра ( рис. 8.122 ).

Продолжение темы в приложении к шуму внешних опорных источников см. в §9.10 .

==620

9.3.14 Источники тока

9.3.14.A Трёхвыводные регуляторы в качестве источников тока

3-выводные линейные регуляторы можно использовать для построения очень простых источников тока, просто добавив резистор между выходом и опорным выводом ( \(I_R=V_{reg}\space/R\) ) и водрузив эту конструкцию на входе заземлённой нагрузки ( рис. 9.34A ). Такой источник не страдает избытком идеальности, потому что его выходной ток складывается из точного тока через резистор и не вполне точного собственного тока регулятора \(I_{reg}\) , т.е. \(I_{out}=V_{reg}\space /R+I_{reg}\) . Ток через резистор обычно гораздо больше, чем собственный ток регулятора, поэтому в целом параметры такого источника вполне неплохи.

Рис. 9.34(A) Трёхвыводные регуляторы в качестве источников тока

==621

Исходно такая схема была реализована с помощью 7805, имеющего рабочий ток ∼3 mA и дополнительный недостаток в виде зряшной траты высокого «опорного» напряжения 5V ( это минимально возможная опция серии 78xx), которое, собственно, и преобразуется в выходной ток. К счастью, с появлением 317 результат ( рис. 9.34B ) заметно улучшился: опорное напряжение всего 1.25 V , причём собственный ток регулятора ( ∼5 mA ) вытекает из вывода «OUT», обеспечивая более точный результат \(I_{out}=V_{REF}/R\) . Единственной ошибкой остался ток вывода «ADJ» ( ∼50 μA ), который добавляется к итогу \(I_{out}=V_{REF}/R+I_{ADJ}\) . Минимальный ток такого источника 5 mA в 100 раз больше [* 10 mA , как объяснялось в сноске #16 ( §9.3.4 ), т.е. в 200 раз ] , чем ошибка даже на самом маленьком выходном токе, чего уж говорить о максимальных токах регулятора ( 1.5 A ). Диапазон токов схемы от 5 mA до 1.5 A , минимальная разница напряжений составляет 1.25 V плюс падение на самом регуляторе порядка 3V . Максимальное напряжение между терминалами источника тока ограничивается меньшей из двух величин: максимальным допустимым напряжением ( 40 V ) или допустимой температурой кристалла ( 125°C , определяется рассеиваемой мощностью и теплоотводом ) 31 .

Рис. 9.34(B) Трёхвыводные регуляторы в качестве источников тока

Если использовать LT3080 результаты будут ещё лучше, потому что опорный ток вывода «SET», который будет добавляться к выходному току, стабилен, имеет точное значение 10 μA и позволяет задавать падение на токозадающем резисторе гораздо меньшей величины, чем 1.25 V для LM317. А минимальный рабочий ток при этом меньше 1 mA . Рис. 9.34C показывает, как получить заземлённый ( 1-выводной ) источник тока на LT3080, а рис. 9.34D представляет «плавающий» ( 2-выводной ) вариант, аналогичный схеме на LM317. Как и у упомянутого устройства на 317, рабочее напряжение ограничено 40 V ( и уменьшается с увеличением тока ), а минимальное падение на схеме ( ∼1.5 V ) определяется параметрами рабочего напряжения на выводе «SET». Существует очень приятный вариант микросхемы - LT3092, который специально разработан для создания 2-выводных источников тока. У него такой же опорный источник на 10 μA , а рабочее напряжение составляет от 1.2 до 40 V . Отличительной особенностью LT3092 является чуть доработанная схема, не требующая внешних проходных и корректирующих конденсаторов. Рассчитанная по графику выходного импеданса действующая параллельная ёмкость [см. §4.4.4 ] LT3092 составляет 100 pF при 1 mA, 800 pF при 10 mA и 6nF при 100 mA .

Рис. 9.34(C)(D) Трёхвыводные регуляторы в качестве источников тока. Проходные и корректирующие конденсаторы в схемах (C) и (D) можно выкинуть, если заменить LT3080 на LT3092, имеющий внутреннюю частотную коррекцию ( его выходной ток ограничен величиной 200 mA )

На рис. 9.35 показаны в сильно увеличенном виде графики тока 10 mA для источников на LT3092 и LM317. По измерениям авторов при изменении рабочего напряжения 317 стабилизирует ток лучше, а LT3092 имеет несколько более широкий ( ближе к нулю ) диапазон рабочего напряжения.

Рис. 9.35 Зависимость тока от приложенного напряжения для источников на рис. 9.34B и 9.34D (2-выводная схема, 10 mA у каждого ). Для LM317 \(R_1\)=124 Ω , для LT3092 \(R_1\)=20 Ω, \(R_{SET}\)=20 kΩ

Отметим, что схемы на рис. 9.34B и 9.34D - 2-выводные источники тока, т.е. могут подключаться к нагрузке с любой стороны. Можно, например, отбирать ток из заземлённой нагрузки, подключая к «выходу» источник отрицательного напряжения. В такой ситуации можно, конечно, использовать и LM337 во включении, аналогичном схеме 9.34B.

9.3.14.B Источники небольших токов

Описанные источники на регуляторах напряжения лучше всего подходят для достаточно больших токов. Для более низких токов или бОльших рабочих напряжений есть интересные альтернативы.

LM334

Наиболее известен LM334, созданный фирмой National Semiconductor, который оптимизирован для маломощных 2-выводных источников ( рис. 9.36A ). Он выпускается в корпусах SOIC (ИМС) и TO-92 ( транзисторный ) и стоит порядка $1 в небольших партиях. С его помощью можно делать источники на 1 μA , потому что ток вывода «ADJ» является очень небольшой частью общего тока. Рабочий диапазон составляет 1...40 V . Имеется особенность: выходной ток зависит от температуры, а именно, очень точно пропорционален абсолютному значению ( PTAT ). Поэтому LM334 не самый стабильный источник тока, но зато его можно использовать как термодатчик с коэффициентом +0.34%/°C при комнатной температуре ( 20°C, ∼293K ) 32 .

Рис. 9.36(A)(B) Альтернативные 2-выводные источники тока

==622

REF200

REE200 ещё один хорошо известный интегральный источник тока ( рис. 9.36B ). В корпусе располагаются два плавающих точных 2-выводных источника 100 μA±0.5% с выходным сопротивлением свыше 200 MΩ в диапазоне от 3.5 до 30 V . ИМС упаковывается в корпус DIP и SOIC и стоит около $4 в небольших количествах. В отличие от LM334 REF200 термостабилен ( ±25 ppm/°C тип. ). Рядом в корпусе располагается зеркало ( 1:1 ), позволяющее собрать источники на 50, 100, 200, 300 и 400 μA . Справочные данные утверждают, что «область применения REF200 беспредельна», но данное положение вызывает некоторые сомнения. На рис. 9.37 показаны результаты измерения зависимости выходного тока двух параллельно соединённых источников по 100 μA от приложенного к ним напряжения.

Рис. 9.37 Результаты измерения вольтамперной характеристики для 2-выводного источника тока REF200 ( параллельное соединение двух источников на 100 μA )

9.3.14.C Источники тока на отдельных компонентах

При рассмотрении возможных схем источников тока не следует выпускать из виду следующие 2-выводные варианты:

Рис. 9.36(C)(D)(E) Альтернативные 2-выводные источники тока

  1. Простейший 2-выводной источник ( рис. 9.36C ) можно собрать на обычном «токорегулирующем диоде» - разновидности полевого транзистора ( ##§3.2.2 ). Он отлично работает при напряжениях до 100 V ( парочку вольтамперных характеристик можно найти на рис. 9.38 ).
  2. Рис. 9.38 Результаты измерения вольтамперных характеристик двух моделей «токостабилизирующих диодов» 1N5283 ( на самом деле полевых транзисторов с p-n переходом )

  3. По такой же схеме можно включить и обычный полевой транзистор ( см. табл. ##3.1, ##3.7 и 8.2 ).
  4. Подойдёт и обеднённый МОП транзистор ( см. табл. ##3.6 на стр. ##210 ), например, LND150 фирмы Supertex/Microchip ( рис. 9.36D ), который подробно рассматривается в §9.3.14.E.
  5. Можно подобрать что-нибудь из числа 2-выводных «источников постоянного тока для светодиодов» фирмы ON Semiconductor. Это недорогие компоненты ( $0.10-0.20 в количестве 100шт. ), предлагаемые в фиксированном исполнении ( NSI50010YT1G: 10 mA, 50 V ; NSIC2020BT3G: 20 mA, 120 V ) и подстраиваемом варианте ( NSI45020JZ: 20...40 mA, 45 V ). Никаких сведений о внутреннем устройстве этих компонентов в справочных данных нет, но, скорее всего, речь идёт об обеднённом МОП транзисторе.

9.3.14.D Источники тока на ОУ

Если плавающий источник тока не нужен, можно обратиться к следующим схемам.

Рис. 9.39 Источники тока на биполярных транзисторах и ОУ, изображённые в упрощённом виде. Подробные схемы и описания см. в Части _2 ( для биполярных транзисторов ) и Части _4 ( для ОУ )

  1. Простой источник тока на биполярном транзисторе ( §2.2.6 ), схематично повторённый на рис. 9.39A.
  2. Составной источник тока на ОУ и биполярном транзисторе ( §4.2.5.A и рис. 9.39B ).
  3. Источник тока Хауленда ( §4.2.5.B и рис. 9.39C ).

Здесь ток задаётся управляющим потенциалом, изображённым на схемах в виде батареи. В реальном устройстве в таком качестве может выступать опорное напряжение относительно земли или шины питания.

9.3.14.E Высоковольтные источники тока на отдельных компонентах

==623

Упомянутые выше обеднённые МОП транзисторы являются достаточно приличными 2-выводными источниками тока ( рис. 9.36D и E ). Такие транзисторы имеют широкую гамму корпусов ( TO-92, TO-220, DPAK и т.д. ) и рабочие напряжения до 1.7 kV . В качестве примера можно упомянуть уже знакомые LND150 и DN3545 фирмы Supertex и IXCP10M45S/IXCP10M90S фирмы IXYS, см. табл. ##3.6 ( стр. ##210 ). Разброс тока стока \(I_D\) в зависимости от напряжения затвор-исток \( V_{GS}\) делает такие источники тока не слишком точными или хотя бы предсказуемыми. Но в неответственных местах, например, при необходимости заменить резистор, такие варианты работают хорошо, плюс в их пользу говорит высокое рабочее напряжение ( до 500 V у Supertex и 900 V у IXYS ). В справочных данных на транзисторы IXYS названы «переключаемыми регуляторами тока». На рис. 9.40 и 9.41 показаны результаты измерения их вольтамперной характеристики. На вершине линейки IXYS стоит IXTH2N170 с напряжением 1700 V , но встречаются и более высоковольтные экземпляры, см. ##§X3.6.

Рис. 9.40 Результаты измерения вольтамперной характеристики для обеднённого МОП транзистора IXCP10M45S, включённого по схеме 2-выводного источника тока с автоматическим смещением ( рис. 9.36E )
Рис. 9.41 Результаты измерения вольтамперной характеристики для небольшого обеднённого транзистора LND150, который очень удобен для слаботочных схем

11 Серия LM340 фирмы National использует почти ту же схему. <-

12 Справочные данные всегда указывают минимальные требования к ёмкости. В них может содержаться изрядное количество подробностей в описании проблем с устойчивостью и особенностями эксплуатации, как, например, для стабилизаторов с малым падением, о которых говорится дальше. Стоит обратить внимание на увеличенные ёмкости конденсаторов на схеме стабилизатора отрицательного напряжения. Они требуются для обеспечения устойчивости, потому что выход серии 79xx идёт с коллектора выходного каскада с общим эмиттером, а усиление такого каскада зависит от импеданса нагрузки. Выход же серии 78xx идёт с эмиттерного повторителя с близким к единице усилением. Фильтрующий конденсатор большого номинала давит петлевое усиление на высоких частотах, защищая схему от возбуждения. <-

13 Тема развивается в §9.4.1 , поэтому кратко: температура кристалла равна \( T_j=P_{diss}( R_{\Theta JC}+R_{\Theta CS}+R_{\Theta SA})+T_A\) , где \(R_{\Theta}\) - температурное сопротивление перехода кристалл-корпус, корпус-теплоотвод и теплоотвод-среда. Можно выбрать регулятор на больший ток и с мощным корпусом ( например, LM338K в металлическом корпусе TO-3 ), чтобы снизить член \(R_{\Theta JC}\) ( 1°C/W против 4°C/W для LM317T в корпусе TO-220 ). И, наконец, компоненты в мощных корпусах имеют не такие жёсткие ограничения по области безопасной работы ( SOA ). Скажем, для \( V_{in}-V_{out}\)=20 V LM338 допускает ток 3.5 A , а LM317 только 1.4 A . <-

14 См. Robert Widlar, “New developments in voltage regulators”, JSSC, SC-6, pp 2-9, 1971, and US patent 3,617,859: “Electrical regulator apparatus including a zero temperature coefficient voltage reference circuit”, filed 23 March 1970, issued 2 November 1971. <-

15 Типичная точность резисторов, получаемых в кремнии при производстве микросхем, составляет от 0.5× до от номинала ( планарный процесс хорош для получения точных пропорций, но не абсолютных значений ). Таким образом, номинальный ток 50 μA вытекающий из вывода «ADJ» может на практике иметь значение и 25 μA , и 100 μA . <-

16 В противоположность справочным данным на LM117/317, где величина \(R_1\) на многих схемах равна 240 Ω . Возможно, ошибка возникла от того, что документация описывала в первую очередь микросхему LM117, у которой минимальное значение тока для наихудшего случая составляет \(I_{out}(min\) )=5 mA , т.е. в два раза меньше, чем у LM317. За 40 лет ни один человек из команды производителя не обратил на это внимание! <-

17 Можно, конечно, посчитать номиналы резисторов в уравнении [9.1] , используя типовые значения для \(I_{ADJ}\) из справочных данных. Это снизит ошибку в два раза ( это разница между максимальным и типичным значениями ). <-

18 Где это может потребоваться? Объяснением может служить короткая история из практики. Авторы занимались сборкой источника питания на ±15 kV из двух преобразователей DC-DC Spellman MP15 ( +24 V вход, +15 kV и -15 kV выход, 10 W ), которые запитывались от коммерческого ключевого источника +24 Vdc . Выходные высоковольтные соединители типа SHV ( см. рис. 1.125 ) для безопасности были смонтированы с промежутком 2". Вообразите ощущения, когда при подаче на устройство питания между выходными разъёмами проскочила мощная искра. Её наличие означало появление напряжения как минимум 50 kV ! Жуть какая ! И очень небезопасно: что будет с источником ( и нагрузкой ), если такая ситуация будет повторяться при каждом включении?! Сначала попробовали уменьшить управляющее напряжение MP15 ( 0...10 V ) до нуля перед подачей питания. Не помогло. Тогда в разрыв цепи питания +24 V был добавлен 3-выводной стабилизатор LT1085 со схемой плавного увеличения напряжения, который позволил полностью исправить положение. <-

19 В ходе интенсивного тестирования было выяснено, что входной ток имеет величину порядка 1.2A . <-

20 Для КМОП регуляторов серии TPS755xx на 5A справочные данные сообщают следующие красноречивые цифры для ограничения тока: 5.5 A ( минимум ), 10 A ( типовое значение ) и 14 A ( максимум ). <-

21 Есть одна ловушка: минимальный ток нагрузки составляет ∼1 mA , поэтому на нагрузке 100 Ω напряжение не упадёт ниже 0.1 V . Чтобы получить 0V , нужно обеспечить путь для тока холостого хода к отрицательному источнику. <-

22 Проблема возникает от того, что подложка кристалла, которая обычно имеет самый низкий потенциал, монтируется на металлическое основание корпуса для получения самого удобного пути отвода тепла. <-

23 Дополнительный ток по выводу земли, вызванный нагрузкой в нормальном режиме равен \(I_{load}\space /β\) и течёт в базу проходного pnp транзистора. Но на границе активного режима обратная связь усердно закачивает в базу мощность, достаточную для обслуживания максимальной нагрузки стабилизатора. Некоторые схемы аккуратно дозируют такой ток, другие начинают его ограничивать, только обнаружив состояние насыщения. Если LDO предполагается использовать в батарейном устройстве и желательно обеспечить максимальное время жизни после того, как напряжение на батарее перестанет удовлетворять требованиям микросхемы к входному напряжению, надо самым внимательным образом изучить данный вопрос. Но можно просто взять стабилизатор с проходным p-канальным МОП транзистором, который не подвержен повышению тока земляного вывода при больших нагрузках или низком входном напряжении. Например, 5-вольтовый LT3008-5 работает при 3 μA , но резко увеличивает потребление до 30 μA , если напряжение батареи будет ниже 5V , а TLV70450 на p-МОП транзисторе не склонен к такому поведению и в аналогичных условиях продолжает есть свои 3 μA . <-

24 Микросхемы стабилизаторов, выполненные по современным нанометровым технологическим нормам, боятся выбросов напряжения и превышения его уровня гораздо сильнее, чем старые надёжные элементы на относительно больших биполярных транзисторах. Авторы имеют грустный опыт, когда аккуратно спроектированная, собранная и проверенная печатная плата, до отказа забитая мелкими компонентами, переставала работать в поле, а затем и при тестировании у заказчика. Иногда к такому результату приводили неконтролируемые ( и, скорее всего, недопустимые ) броски в блоке питания заказчика. Добавление подавителя переходных помех ( см. Часть X9 ) на входе является в настоящий момент обязательным требованием для стабилизаторов, получающих питание извне. Низковольтовые ИМС ( т.е. такие, чьё абсолютное максимальное входное напряжение составляет 6 или 7V ) лучше питать с предварительного регулятора на 5V , расположенного рядом на плате, а не с внешнего блока питания. Исключение можно сделать только для Li-ion батарей на 3.7 V . Будьте предельно осторожны! <-

25 Среди прочего там сказано:

«Керамические конденсаторы с ёмкостью, большей чем 1000 pF, не должны подключаться между выходом LP2951 и землёй непосредственно. Керамические конденсаторы имеют типовое значение ESR в диапазоне 5...10 mΩ, что меньше нижнего предела для устойчивой работы ( см. график допустимого ESR выходного конденсатора ). Причина появления нижней границы в том, что частотная коррекция обратной связи опирается на величину ESR выходного конденсатора, чтобы получить нуль функции, который даёт опережение по фазе. ESR керамических конденсаторов столь низок, что опережения по фазе получить не удаётся, а это существенно снижает запас по фазе. Керамические конденсаторы на выходе должны включаться в паре с последовательным сопротивлением в диапазоне от 0.1 до 2 Ω.»
<-

26 Разводку делал студент Кёртис Мид ( Curtis Mead ). <-

27 В варианте под монтаж в отверстия стояли 10 μF танталовый «бочонок» и два керамических конденсатора 0.1 μF на входе и 47 μF X5R керамика в SMT исполнении плюс ещё один 10 μF танталовый «бочонок» на выходе. Вариант для поверхностного монтажа использует алюминиевый полимерный «бочонок» 560 μF , танталовый 100 μF в SMT исполнении и два 22 μF керамических (X5R, SMT 0805 ) на входах и выходах плюс два дополнительных 10 μF керамических (X5R 0805 ) на выходе. [* Совершенно неубедительное сравнение. 10.2 μF:57 μF против 704 μF:724 μF и, вдобавок, с полимерным алюминием. Грубо округляя, разница в ёмкости 1:20. Неудивительно, что пульсации уменьшились. Кстати, почему не в 20 раз ? Не, не пойдёт ! ] ) <-

28 В таких системах дополнительный шум ключевого источника ( §9.6 ) не имеет обычно никакого значения, поэтому для питания цифровых устройств почти всегда используют ключевые преобразователи из-за их малого объёма, веса и высокой эффективности, особенно при низких напряжениях питания ( 1.0—3.3 V ) современных цифровых схем. <-

29 Многие LDO имеют внутри диод, способный выдержать обратный разряд конденсатора умеренной ёмкости ( ≤ 10 μF ). Такие микросхемы помечаются треугольником в колонке «Reverse block» в табл. 9.3. Другие регуляторы не допускают обратный разряд выходного конденсатора, если входное напряжение опускается ниже выходного. Они помечаются в таблице кружком и квадратиком. ) <-

30 В табл. 9.3 есть колонка «Line regulation», но в ней приводятся цифры для постоянного тока и низких частот, где петлевое усиление велико. Эти цифры не всегда отражают уровень подавления на высокой частоте. <-

31 Авторы не проверяли данное утверждение сами, но обсуждали возможные проблемы источников тока на LM317, подобные долгому выходу на режим, напряжению удержания и сокращению диапазона рабочего напряжения на частотах выше нескольких килогерц. Всегда полезно проводить полное тестирование устройства, особенно если речь идёт об авторской схеме. [* Как они тактично о радиолюбительстве ] . <-

32 Тема продолжается в ##§X2.3. <-

Previous part:

Next part: