2.3 (II) Модель Эберса-Молла в приложении к базовым транзисторным схемам

==99

2.3.6 Сопутствующий вопрос: идеальный транзистор

Глядя на параметры биполярного транзистора, вроде ненулевого $ V_{BE}$ ( плюс зависит от температуры ), ненулевого импеданса эмиттера и конечной крутизны $ g_m$ ( оба зависят от тока ), тока коллектора, который связан с напряжением на нём ( эффект Эрли ) и т.д., хочется уже спросить, а какой транзистор лучше? Если пройтись по списку транзисторов, например, в табл. 2.1 , 2.2 и 8.1 , то становится понятно, что идеала не существует. Транзисторы - физические устройства. Они подчиняются единым законам, а на их параметры влияют размеры кристалла, рабочий ток и т.д.

==100

Не смотря на всё изложенное, кандидат в «идеальные транзисторы» всё же есть , если, конечно, не ограничивать себя простой трёхслойной npn или pnp структурой. На рис. 2.56 показано устройство с почти идеальными характеристиками: $ V_{BE}$=0 (!), очень высокая крутизна $ g_m$ , а значит, низкое $ r_e$ , и очень высокая бета. Ну и в довершение, ток может течь в любом направлении: прибор симметричный или «разнополярный» ( так, наверно, лучше звучит, чем «биполярный биполярный транзистор» ). Как и обычный транзистор, это транскондуктивный прибор. Если входной сигнал смещает $ V_{BE}$ в положительном направлении, то выход выдаёт ток в $ g_m$ раз больше. И наоборот, смещение $ V_{BE}$ в отрицательную область заставляет выход принимать ток. В отличие от биполярного транзистора, устройство неинвертирующее. Все сигналы отсчитываются от земли. Такая вот замечательная штука.

Рис. 2.56 (A) Обычный усилитель с общим эмиттером на биполярном транзисторе с резистором дегенерации $R_E$ и нагрузочным $R_L$ . (B) В усилителе с общим эмиттером, построенном на «идеальном» транзисторе, все сигналы отсчитываются от земли, поэтому $R_L$ также заземлён ( источник питания не показан ). (C) Символ «идеального транзистора» - операционный транскондуктивный усилитель OTA . Плоская площадка на выходе сообщает, что это выход по току

Как же она работает? На рис. 2.57 показана схема из 4 транзисторов, известная как брильянтовый транзисторный каскад ( DTS ). Это вариант каскадированного эмиттерного повторителя с рис. 2.29 . Комплементарные npn и pnp повторители включены параллельно и смещены в активный режим источниками тока. С эмиттеров сигналы, различающиеся на 2$ V_{BE}$ подаются на выходной согласованный симметричный эмиттерный повторитель, который работает с таким же рабочим током. Общая точка обоих эмиттеров служит эмиттерным же выводом DTS транзистора. Наконец, пара токовых зеркал собирают два индивидуальных коллекторных тока в один выход - вывод коллектора «C», ток которого равен нулю при нулевом входном напряжении ( между терминалами «B» и «E» ). Как и в случае обычного биполярного транзистора, ток эмиттера ( любого направления ) появляется и на коллекторе. Устройству требуется два питания. Подробнее этот интересный компонент разбирается в Части X2 и X4 .

Рис. 2.57 (A) Идеальный транзистор OPA860 содержит «брильянтовый» транзистор в виде треугольника и два токовых зеркала. Второй «брильянт» служит выходным буфером. (B) Сам «брильянтовый» транзистор содержит комплементарную пару согласованных эмиттерных повторителей взаимокомпенсирующих смещение друг у друга

Texas Instruments называет свои идеальные транзисторы ( это OPA860 ⁴¹) операционными транскондуктивными усилителями OTA . Другие названия, употребляемые производителем - «источник тока, управляемый напряжением», «макро-транзистор» и «положительный токовый конвейер второго поколения» ( CCII+). Налицо кризис самоидентификации, поэтому, опираясь на параметры, авторы решили назвать устройство просто - «идеальным транзистором».

Насколько идеален идеал? Параметры OPA860 и OPA861 таковы: $ V_{OS}$=3 mV (тип.) ( 12 mV max ), $ g_m$=95 mS , $ r_e$=10.5 Ω , $Z_{out}$=54 kΩ∥2 pF , $Z_{in}$=455 kΩ∥2 pF , $I_{out}(max$ )=±15 mA . Максимальное усиление 5100 . Не больно идеальный, конечно, но полпути уже прошёл. С этой штукой можно создать много полезных устройств, как-то: активные фильтры, широкополосные схемы для сложения токов или интеграторы для наносекундных импульсов. Детали в справочных данных на OPA860.

==101

2.3.7 Токовые зеркала

Метод согласованного смещения напряжений база-эмиттер можно использовать, чтобы собрать интересный источник тока - токовое зеркало . Он просто меняет знак выходного тока относительно «программирующего» $I_p$ ( рис. 2.55 ). [* Т.е. ток не «отскакивает» от зеркала в обратную сторону, а «утягивает» за собой ток нагрузки, равный программирующему по величине и направлению ] . Входной ток отбирается из коллектора $Q_1$ . [* Из коллектора ничего отобрать нельзя, но, т.к. транзистор в «диодном» включении, весь программирующий ток приложен к переходу ( «диоду» ) база-эмиттер $Q_1$ ] . Ток через переход задаёт напряжение $ V_{BE}$ , соответствующее данному типу транзистора и данной температуре перехода. $Q_2$ согласован с $Q_1$ ⁴², поэтому программирующий ток вызывает появление такого же тока в нагрузке. Токи различаются на величину базового тока, но он достаточно мал ⁴³ . [*]

Рис. 2.55 Классическое токовое зеркало на паре согласованных биполярных транзисторов. Для положительного питания используется обозначение «$ V_{CC}$», притом что в схеме стоят pnp транзисторы

[*]
[* Ещё раз медленно, вы же записываете ?

«Как работает токовое зеркало»

«Программирующий» ток приложен к переходу база-эмиттер $Q_1$ в «диодном» включении. Ток через переход задан, значит, падение напряжения на нём в соответствии с уравнением Эберса-Молла зависит только от температуры ( причём нас нас не интересует точное значение получившегося падения $ V_{BE}$ : оно всё равно постоянно меняется с температурой ).

Базы транзисторов $Q_1$ и $Q_2$ соединены между собой, поэтому падение $ V_{BE}$ транзистора $Q_1$ прикладывается в равной мере к переходу база-эмиттер $Q_2$ . Транзисторы согласованы ( физически идентичны ), а их температуры в силу близкого расположения равны , значит, приложенное напряжение вызывает появление в $Q_2$ эмиттерного тока, в точности равного эмиттерному току $Q_1$ . Эмиттерный ток $Q_2$ по большей части течёт через коллектор ( $I_E=I_C+I_B$ ), значит, на коллекторе $Q_2$ появляется почти тот же самый ток $I_p$.

Ток из базы $Q_2$ «утекает» в «программирующую» цепь, поэтому ток коллектора ( он же ток нагрузки ) меньше на эту величину ( не прям «эту», но считать лениво ), но если бета велика, то разница несущественна ].

Очень приятным свойством схемы является рабочий диапазон выходного транзистора: верхняя граница напряжения на нагрузке всего на несколько десятых вольта ниже $ V_{CC}$ , т.к., если резистора в эмиттере нет, нет падения на нём. Кроме того, много где требуется задавать один ток через другой. Проще всего выставлять программирующий ток $I_p$ резистором ( рис. 2.58 ). На базе $Q_1$ потенциал на одно падение на p-n переходе ниже $ V_{CC}$ , поэтому резистор 14.4 kΩ устанавливает ток 1 mA . Токовые зеркала могут использоваться везде, где нужны источники тока. Они очень популярны у разработчиков микросхем, потому что:

согласованных транзисторов много [* прямо все и согласованы по факту однокристальности ] , и
разработчики стараются расширить рабочий диапазон питания.

Есть операционные усилители, резисторов внутри которых нет вовсе. Рабочий режим таких устройств задаёт единственный внешний резистор, а все нужные токи отдельных узлов схемы выставляется токовыми зеркалами.

Рис. 2.58 Задание тока в токовом зеркале

2.3.7.A Влияние эффекта Эрли на парамеры токовых зеркал

Одной из проблем простого токового зеркала является некоторая зависимость выходного тока от напряжения, т.е. выходной импеданс не бесконечен. Причина - небольшое изменение $ V_{BE}$ от напряжения на коллекторе $Q_2$ при заданном токе ( эффект Эрли ). Другими словами, график зависимости тока коллектора от напряжения коллектор-эмиттер $ V_{CE}$ при фиксированном напряжении база-эмиттер не является горизонтальной прямой ( рис. 2.59 ). На практике ток может меняться на 25% или около того по рабочему диапазону напряжений, т.е. иметь гораздо более плохие параметры, чем источник тока с эмиттерным резистором, обсуждавшийся ранее [* §2.2.6.B ] .

Рис. 2.59 Эффект Эрли: ток коллектора меняется вместе с напряжением $ V_{CE}$ . (Интересно, что такие же кривые с аналогичной точкой $ V_A$ можно построить, подавая в базу набор постоянных токов )

Возможный способ лечения, если оно требуется ( это случается нечасто ), показан на схеме 2.60 . Эмиттерные резисторы выбираются так, чтобы на них падало хотя бы несколько десятых вольта. Данное изменение схемы сильно улучшает параметры источника тока, т.к. небольшая зависимость $ V_{BE}$ от $ V_{CE}$ теперь практически не сказывается на выходном токе. И опять, требуются согласованные транзисторы. Схема теряет способность работать в широком диапазоне токов ( объясните почему ) ⁴⁴.

Рис. 2.60 Улучшенное токовое зеркало с эмиттерными резисторами

==102

2.3.7.B Токовое зеркало Уилсона

Ещё одна схема с улучшенным согласованием токов показана на рис. 2.61 . Это токовое зеркало Уилсона . $Q_1$ и $Q_2$ находятся в обычном для токового зеркала включении. Но теперь дополнительный транзистор $Q_3$ удерживает потенциал коллектора $Q_1$ на уровне $ V_{CC}$–2$ V_{BE}$ [* первое $ V_{BE}$ - за счёт перехода эмиттер-база $Q_2$ , второе $ V_{BE}$ - за счёт перехода эмиттер-база $Q_3$ ] . Такая конфигурация выводит $Q_1$ из-под воздействия эффекта Эрли [* нет колебаний напряжения - нет влияния таких колебаний ] . Теперь задающим ток терминалом становится коллектор $Q_1$ , а $Q_2$ просто выдаёт ток в нагрузку. [* Это не так. Коллектор - высокоимпедансный узел и ток определять не может. Как и в схеме 2.58 выходной ток задаётся «программирующим» током через переход база-эмиттер $Q_1$ , но меняется путь этого тока ] . В итоге оба токозадающих транзистора $Q_1$ и $Q_2$ имеют постоянные напряжения коллектор - эмиттер [* и, хотя сами напряжения различны, их постоянство устраняет действие эффекта Эрли ] . $Q_3$ можно рассматривать как узел, пропускающий ток в нагрузку с переменным напряжением на выводах ( такой же приём используется в каскОдной схеме, которая будет рассматриваться позднее ). $Q_3$ не обязан быть согласованным с $Q_1$ и $Q_2$ . С другой стороны, если он имеет такую же бету [* т.е., если он таки да ] , то схема получит точное подавление и без того небольшой ошибки от базового тока в зеркале 2.55 [* и 2.58 ] ( или можно использовать не зависящий от беты вариант из Части X2 [* ##§X2.7 ] [* вероятно, имеется в виду Analog Devices Wiki: 11.7 Improved current mirrors ] ). [*]

Рис. 2.61 Токовое зеркало Уилсона. Хорошая стабильность в широком диапазоне нагрузок достигается введением каскОдного транзистора $Q_3$ , который уменьшает изменение напряжения на $Q_1$ . Опциональная пара эмиттерных резисторов $R_E$ дополнительно уменьшает токовую ошибку, вызванную несогласованностью $ V_{BE}$ , если падение на них $I_pR_E$ составляет несколько десятых долей вольта

[*]
[* Ещё раз медленно.

«Как работает токовое зеркало Уилсона»

В схему добавили каскод на третьем транзисторе $Q_3$ , который не требуется согласовывать с двумя первыми. Его задача зафиксировать уровень $ V_{CE}(Q_1)$ , чтобы вывести последний из-под действия эффекта Эрли. Пара $Q_1Q_2$ , как и ранее, согласованная .

Как и на рис. 2.58 , выходной ток задаётся «программирующим» током через переход база-эмиттер $Q_1$ , но меняется путь этого тока. В схеме 2.58 $Q_1$ в диодном включении, а $I_p$ течёт сразу в базу и определяется из соотношения $I_p=[V_{CC}-V_{BE1}]/R$ и, кстати, меняется вместе с $ V_{CC}$ ( эффект Эрли ). В схеме 2.61 ток через программирующий резистор идёт с перехода база-эмиттер $Q_3$ , а на эмиттер $Q_3$ он попадает с базы $Q_1$ , а на базу $Q_1$ - через переход база-эмиттер $Q_1$ . Теперь «программирующий» ток будет $I_p=[V_{CC}-V_{BE1}-V_{BE3}]/R$ .

$Q_2$ работает одинаково в обеих схемах. Его задача - «зеркалить» ток эмиттера парного $Q_1$ за счёт идентичного с ним напряжения база-эмиттер и одинаковой температуры. И, между прочим, ошибка от разницы токов в базах $Q_1$ и $Q_2$ у схем 2.58 и 2.61 должна иметь разный знак, т.к. в 2.61 диодное включение у $Q_2$ , а ток $Q_1$ ответвляется в эмиттер $Q_3$ , а в 2.58 ток убегал из $Q_2$ .

Не, не прав я. «Программирующий» ток всё равно вычитается из эмиттерного тока, но теперь уже $Q_3$.

Когда читал в 1983 первое издание, никак не мог понять всего изложенного, и, смотрю, авторы так и не озаботились вопросом «разжёвывания» темы для малограмотных. Самое, конечно, неприятное и сбивающее с толку в оригинальном объяснении - повторяющееся утверждение, что-де «ток коллектора $Q_1$ задаёт что-то в схеме», тогда как коллектор - «резиновый» терминал. Его можно двигать по напряжению куда угодно ( ну, не совсем, но вы поняли ), а задать с его помощью ток нельзя ].

Упражнение 2.17
Покажите, что это утверждение верно. [* Вероятно, имеется в виду пассаж про бету $Q_3$ ] .

Есть ещё одна интересная штука, которую можно провернуть с токовым зеркалом. Речь идёт о нескольких независимых выходах AoE2.2.49 или о выходах с кратным отношением выходного тока к программирующему AoE2.2.51 . [* Авторы убрали картинки. Восполню этот пробел иллюстрациями из второго издания ] .

Рис. AoE2.2.49 Токовое зеркало с несколькими одинаковыми выходами. Все транзисторы должны быть согласованы
Рис. AoE2.2.50 Та же схема, но с защитой от обрыва какой-либо нагрузки. В схеме AoE2.2.49 транзистор без нагрузки входит в насыщение и оттягивает ток из общей линии, уменьшая токи всех остальных каналов. Дополнительный транзистор согласовывать не нужно

Рис. AoE2.2.51 (A) (B) Токовое зеркало с кратным отношением токов. Все транзисторы должны быть согласованы

Другой вариант задания кратного тока в зеркале предложен легендарным Видларом - использовать разные номиналы эмиттерных резисторов $R_E$ на рис. 2.61 . В грубом приближении отношение токов примерно равно отношению резисторов, потому что оба падения база-эмиттер примерно равны. А примерно они равны из-за разницы токов транзисторов, и разницу двух значений $ V_{BE}$ придётся учитывать. Здесь поможет график на рис. 2.62 . Он же полезен при оценке разницы токов в зеркале, построенном на отдельных ( т.е. несогласованных ) транзисторах. Дальнейшее рассмотрение зеркал идёт в Части X2 , ##§X2.3 и ##§X2.11.

Рис. 2.62 График разницы коллекторных токов согласованных транзисторов, обусловленной разницей напряжений база-эмиттер. Согласованные транзисторы можно найти в табл. 8.1b
Рис. AoE2.2.52 Изменение выходного тока с помощью эмиттерного резистора по схеме Видлара. То же можно делать и в обычном зеркале

2.3.8 Дифференциальные усилители

Дифференциальный усилитель - очень активно используемая схемная конфигурация, усиливающая разницу напряжений между двумя входными сигналами. В идеальном случае выход полностью независим от индивидуальных уровней входных сигналов [* синфазных составляющих ] - влияет только разница.

Дифференциальный усилитель - очень важная деталь схемы, работающей со слабыми сигналами на фоне «наводок» и прочего шума. Примеры можно найти в линиях передачи по витым парам цифровых, радиочастотных сигналов и балансных звуковых сигналов ( термин «балансный» на языке звукоинженеров означает «дифференциальный» ). Такие усилители нужны для снятия сигналов электрокардиограмм, данных с магнитных головок и много где ещё. Дифференциальный усилитель на приёмном конце восстанавливает исходный сигнал, если синфазная составляющая ( см. ниже ) не слишком велика. Дифференциальные каскады используются в операционных усилителях ( см. Часть _4 ) в качестве базового элемента конструкции. Они являются основой для усилителей постоянного тока, т.к. позволяют передать сигнал без искажений вплоть до частоты 0 Hz . Дифференциальные каскады обходятся без развязывающего конденсатора, потому что их симметричная конструкция изначально противодействует температурному дрейфу.

==103

Терминология . Когда на обоих входах уровень меняется в одном направлении - это синфазное изменение. Разнонаправленное изменение называется нормальным или иногда дифференциальным режимом. Дифференциальный усилитель имеет коэффициент ослабления синфазных сигналов ( КОСС ). Это отношение двух амплитуд - сигнала в нормальном режиме к сигналу в синфазном режиме, которые вызывают одинаковое изменение выхода. КОСС обычно выражают в децибелах. Диапазон синфазного сигнала - напряжение, в котором может меняться сигнал на входах.

Базовая схема показана на рис. 2.63 . В наиболее распространённой конфигурации выходной сигнал снимается с одного коллектора, отсчитывается от земли и зовётся «несимметричным» ( SE ). Схему можно рассматривать как преобразователь небольшого дифференциального сигнала в усиленный несимметричный, который нужен большинству схем: повторителям, источникам тока и т.д. Если требуется дифференциальный выход, то сигнал снимается с обоих коллекторов.

Рис. 2.63 Классически дифференциальный усилитель

Каково усиление схемы? Подсчёт несложен. Вообразим, что сигналы изменились симметрично, и «вход_1» поднялся на $v_{in}$ ( малое изменение ), а «вход_2» - опустился на те же $v_{in}$ . Пока оба транзистора остаются в активном режиме, потенциал точки «A» не меняется. Значит, можно посчитать усиление как для одного транзистора, учитывая, что входной сигнал в два раза больше, чем изменение на каждом из входов. \[ G_{diff}=\frac{R_C}{2( r_e+R_E )}. \] $R_E$ выбирают небольшого номинала, 100 Ω и менее. Его можно вовсе исключить. Возможно получить усиление для дифференциального сигнала на уровне нескольких сотен.

Для вычисления усиления в синфазном режиме подадим малый сигнал $v_{in}$ одной полярности на оба входа. Если разбирать схему правильно и учитывать, что $R_1$ обслуживает оба эмиттера ⁴⁵, то выяснится, что \[ G_{CM}=-\frac{R_C}{( 2R_1+R_E )}. \] $ r_e$ в расчёте не участвует, потому что номинал $R_1$ гораздо больше и составляет несколько килоом. В общем, и $R_E$ можно опустить по той же причине. Таким образом, КОСС равен примерно $R_1/( r_e+R_E ) $ . Чтобы немного освоиться, разберём типовой пример ( рис. 2.64 ).

Рис. 2.64 Расчёт параметров дифференциального каскада

Коллекторный резистор $R_C$ подобран под ток покоя 100 μA. Напряжение коллектора, как обычно, установлено на середину диапазона питания, дабы получить самый большой размах сигнала. Резистор в коллекторе $Q_1$ можно убрать, т.к. сигнал с него не нужен ⁴⁶. $R_1$ должен обеспечить общий ток 200 μA , равномерно распределяющийся между двух транзисторов, когда дифференциальное напряжение между входами равно нулю. В соответствии с формулами дифференциальное усиление равно 10 , а синфазное 0.55 . Если убрать эмиттерные резисторы, то дифференциальное усиление вырастет до 50 , но дифференциальное входное сопротивление упадёт с 250 kΩ до 50 kΩ ( примерно ). Чтобы поднять входной импеданс до мегаомных значений, можно использовать дарлингтоновскую пару ⁴⁷ вместо $Q_1$ и $Q_2$ .

Максимальный коэффициент передачи обычного усилителя с заземлённым эмиттером, смещённым до половины питания, составляет 20$ V_{CC}$ . В случае дифференциального каскада максимальное усиление ( $R_E$=0 ) в нормальном режиме в 2 раза меньше и составляет 20 падений в вольтах на коллекторном резисторе. Максимальный КОСС ( с резистором $R_E$=0 ) в 20 раз больше, чем падение в вольтах на токозадающем эмиттерном резисторе $R_1$ . Так же, как в несимметричном усилителе с общим эмиттером, резистор $R_E$ уменьшает искажения за счёт снижения усиления. См. развёрнутое обсуждение в Части X2 [* §X2.4 ] .

==104

Упражнение 2.18
Проверьте правильность уравнений и рассчитайте дифференциальный усилитель, работающий от ±5V с $ G_{diff}$=25 и $R_{out}$=10 kΩ . Как обычно, рабочая точка должна быть на половине питания.

2.3.8.A Смещение с помощью источника тока

КОСС дифференциального усилителя можно существенно увеличить, если заменить $R_1$ источником тока. В такой конфигурации действующее сопротивление «$R_1$» становится очень большим, а усиление синфазного сигнала близко к нулю. Синфазный сигнал уже не может изменить общий ток эмиттеров, поэтому не отражается на коллекторе и не меняет выходной сигнал. На рис. 2.65 показан пример. Если использовать в качестве $Q_1$ и $Q_2$ согласованную пару LM394 [* RIP ] , то КОСС будет в районе 100'000:1 или 100 dB . Входной синфазный сигнал может лежать в диапазоне от –3.5 до +3.0 V . Снизу он ограничивается рабочей областью источника тока, а сверху - напряжением на коллекторе в состоянии покоя ⁴⁸.

Рис. 2.65 Увеличение КОСС дифференциального усилителя источником тока в эмиттере

У такого усилителя, как и у всех транзисторных моделей, должен быть путь отвода тока. Скажем, если на входе стоит развязочный конденсатор, то нужен резистор с базы на землю [* см. §4.2.2.A ] . Дифференциальная конфигурация, особенно вариант без эмиттерных резисторов, требует дополнительного внимания. Дело в том, что биполярные транзисторы допускают только 6V обратного напряжения база-эмиттер, а затем пробиваются [* по типу стабилитрона, т.е. до какого-то напряжения обратимо ] . Таким образом, дифференциальное напряжение, превышающее означенную величину, разрушает входной каскад, если между эмиттерами нет резисторов. Такие резисторы ограничивают обратный ток и предупреждают выгорание, но параметры транзистора безвозвратно ухудшаются ( бета, шум и т.д. ). В любом случае входной импеданс в режиме обратной проводимости падает катастрофически.

Интересное наблюдение. Эмиттерный источник тока с рис. 2.65 имеет температурную зависимость, потому что $ V_{BE}$ уменьшается с ростом температуры ( с коэффициентом примерно –2.1 mV/°C , §2.3.2 ), что вызывает рост тока. А именно, если дать похожему на стабилитрон опорному источнику 1.24 V название «$ V_{REF}$», тогда падение на эмиттерном резисторе равно $ V_{REF}-V_{BE}$ . Ему пропорционален и ток, который увеличивается с температурой. Если дело обстоит таким образом, то это хорошо . Получается, что, исходя из физических принципов работы транзистора, величина $ V_{g0}-V_{BE}$ почти точно пропорциональна абсолютной температуре ( PTAT ). Здесь $ V_{g0}$ - ширина запрещённой зоны кремния или примерно 1.23V . Выбирая $ V_{REF}$ равным напряжению запрещённой зоны, получаем ток эмиттера, увеличивающийся пропорционально абсолютной температуре. А такой ток компенсирует температурную зависимость усиления дифференциальной пары ( $ g_m ∝ 1/T_{abs}$ , §2.3.2 ). Эта тема развивается в §9.10.2 , а в Части _5 подробно рассматриваются дифференциальные и очень на них похожие «инструментальные» усилители.

2.3.8.B Однополярный усилитель постоянного тока

Из дифференциальной пары получается отличный усилитель постоянного тока, даже для однополярных сигналов. Надо просто заземлить один из входов и подать сигнал на другой ( рис. 2.66 ). Казалось бы «неиспользуемый» транзистор можно было бы выкинуть, но не тут-то было! Дифференциальное включение компенсирует температурный дрейф, и даже заземлённый транзистор продолжает работать: изменение температуры вызывает одинаковое изменение $ V_{BE}$ и не сказывается на выходе. Таким образом, изменение $ V_{BE}$ не усиливается с $ G_{diff}$ , а только с $ G_{CM}$ , но последний можно задавить практически до нуля. Кроме того, компенсация $ V_{BE}$ означает, что на входе нет смещения 0.6 V , которое надо куда-то девать. Качество подобного усилителя постоянного тока ограничивается только степенью согласованности $ V_{BE}$ транзисторов и их температурных коэффициентов. Коммерческие однокристальные транзисторы и микросхемы дифференциальных усилителей имеют очень высокую степень согласования. Например, монолитная согласованная npn пара MAT12 имеет типичное значение дрейфа разницы $ V_{BE}$ на уровне 0.15 μV/°C . См. список согласованных биполярных транзисторов в табл. 8.1b на стр. 502 .

Рис. 2.66 Дифференциальную пару можно использовать в качестве точного однополярного усилителя постоянного тока

==105

В схеме 2.66 можно заземлить любой из входов. Выбор зависит от желаемой полярности выходного сигнала. ( Конфигурация на рисунке является предпочтительной на высоких частотах, т.к. снижает эффект Миллера , см. §2.4.5 ). Показан неинвертирующий вариант, т.е. инвертирующий вход заземлён. Все изложенные соображения можно применить и к операционным усилителям, которые фактически являются универсальными дифференциальными схемами.

2.3.8.C Активная нагрузка в виде токового зеркала

Часто возникает потребность в дифференциальном каскаде с очень большим усилением, хотя бы как в схеме с заземлённым эмиттером. Красивым решением проблемы является активная нагрузка ( рис. 2.67 ). $Q_1Q_2$ - дифференциальная пара с эмиттерным источником тока. $Q_3Q_4$ - токовое зеркало, работающее коллекторной нагрузкой. Высокий импеданс такой нагрузки позволяет получить усиление по напряжению 5000 и более ( предполагается отсутствие нагрузки на выходе ) ⁴⁹ . Такую комбинацию часто ставят на входе большой схемы, охваченной общей обратной связью либо работающей в качестве компаратора ( §2.3.8.E ). [* Потому что без обратной связи.. см. замечание на стр. 99 ] . Импеданс нагрузки такого каскада должен быть очень высок, иначе от усиления ничего не останется.

Рис. 2.67 Дифференциальный усилитель с активной нагрузкой в виде токового зеркала

2.3.8.D Дифференциальный каскад в качестве расщепителя фазы

На коллекторах симметричной дифференциальной схемы возникают сигналы противоположной полярности. Если снимать их с обоих коллекторов, то получится расщепитель фазы. Можно, конечно, использовать такой каскад и в виде усилителя с дифференциальными входами и выходами. Полученный дифференциальный сигнал можно подать на второй диффкаскад, кардинально увеличивая общий КОСС.

2.3.8.E Дифференциальный каскад в качестве компаратора

Высокое усиление и стабильные параметры делают дифференциальный каскад идеальной основой для компаратора ( он встречался в §1.4.2.E ) - схемы, сообщающей, какое из двух напряжений выше. Используется такой компонент повсеместно: при управлении нагревателями, приведении к прямоугольной форме сигналов любых видов, обнаружения выхода сигнала за заданные границы, в усилителях «класса-D» и импульсно-кодовой модуляции, в ключевых источниках питания и т.д. Идея заключается в переключении выходного транзистора в зависимости от знака дифференциального сигнала на входе. Область линейного усиления при этом не учитывается, и практически всё время один из выходных транзисторов находится в отсечке. Типовое применение показано в §2.6.2 , где представлена схема терморегулятора, использующая резистивный датчик температуры ( термистор ).

==105

⁴¹ OP861 не имеет выходного буфера и упаковывается в SOT23 . Это на взгляд авторов самый удобный корпус для поверхностного монтажа, доступный для большинства транзисторов, упомянутых в книге. Квалифицированные читатели легко опознают схему из внутренностей усилителя с токовой обратной связью ( CFB ). Некоторые из таких ОУ, например, AD844 предоставляют доступ к внутренним цепям. <-

⁴² Монолитные сдвоенные транзисторы идеальны в этом отношении. Табл. 8.1b на стр. 502 перечисляет большую часть доступных согласованных транзисторов. Некоторые, как, например, DMMT3904 и DMMT3906, согласованы до 1 mV и очень недороги. Стоят $0.36 в небольших количествах. <-

⁴³ Эта схема часто называется «токовым зеркалом Видлара» см. US Patent 3,320,439 и сноску #38 на стр. 97 . <-

⁴⁴ Токовые зеркала и источники тока подробно разбираются в Части X2 [* ##§X2.7 ]. <-

⁴⁵ Подсказка : если заменить $R_1$ параллельным соединением резисторов номиналом 2$R_1$ , тогда соединение между ними в точке «A» можно убрать, т.к. тока в нём не будет. <-

⁴⁶ Можно удалить, но ухудшится точность балансировки падений база-эмиттер. Балансировка будет лучше, если оба коллекторных резистора останутся на месте ( уменьшается эффект Эрли ), но исключение коллекторного резистора в $Q_1$ подавляет эффект Миллера ( §2.4.5 ) на «входе_1». <-

⁴⁷ См. §2.4.2 . <-

⁴⁸ Хороший источник тока получается на полевом транзисторе с p-n переходом ( см. §3.2.2.C ), но в этой задаче биполярный транзистор работает лучше. См., например, рис. 3.26 , где показаны преимущества биполярного источника перед полевым. <-

⁴⁹ Усиление на постоянном токе ограничивается в первую очередь эффектом Эрли, см. §2.3.2.D и Часть X2 . <-