8.5 (II) Разработка малошумящих схем на биполярных транзисторах



==500

8.5.8 Выбор малошумящих биполярных транзисторов

В рамках оптимизации шумовых параметров становится важен выбор подходящего транзистора и задание правильного рабочего тока. Задача усложняется тем, что некоторые из самых лучших представителей были сняты с производства ( нередко из-за того, что были рассчитаны на выводной монтаж, плохо совместимый с современными сборочными линиями ). Для разработчика это означает невозможность использования компонентов из чьей-то удачной конструкции. Дополнительные сложности вызывает отсутствие нужных сведений в паспортных данных. Графики напряжения шума и само упоминание шумового напряжения является исключением для современных справочных данных на биполярные транзисторы. Результаты изысканий авторов приведены в табл. 8.1a и 8.1b , где перечислен ряд неплохих кандидатов ³⁹ , вместе с измеренными шумовыми параметрами \(e_n\) , \( r_{bb'}\) , \( V_A\) ( напряжение Эрли ) и графиками зависимости коэффициента бета от рабочего тока. К таблицам прилагается инструкция по их использованию и методика выбора и применения малошумящих транзисторов ⁴⁰ .

Колонка «beta» ( или «\(h_{FE}\)» ) показывает минимальное значение, указанное производителем. Хотя типичные значения обычно гораздо выше, следует учитывать реальность, в которой транзистор с минимальным усилением может оказаться в собранном устройстве ( исключая ситуацию с наличием входного контроля ). Часто паспортные данные об усилении приводятся для бОльших, чем предполагается использовать, токов, а при малых токах бета может снижаться, см. обсуждение процесса рекомбинации и диаграммы Гаммеля в ##§X2.13. Чтобы понять, какие типы транзисторов подвержены такого рода деградации, авторы провели измерения беты относительно тока коллектора, начиная от 1 μA и заканчивая 100 mA . Результаты можно видеть на рис. 8.39 ( для транзисторов из табл. 8.1a,b отметкой в колонке «beta plot» ). Характер спада усиления на малых токах указан цифрой в колонке «linearity», где 1 соответствует сильному спаду, а 5 - его отсутствию. Следует обратить внимание на экземпляры, выпадающие из общей массы при токах выше 1 mA . Это транзисторы с небольшим кристаллом, работающие с большими плотностями токов. Следует учитывать, что все измерения проводились при \( V_{CE}\)=5V , а усиление некоторых биполярных транзисторов быстро падает при его снижении, что обусловлено эффектами насыщения ⁴¹ . Сопровождающие таблицу графики прорисованы для максимального тока 50 mA , но паспортные данные на некоторые компоненты с большими кристаллами ( подобно ZTX851 ) содержат сведения об усилении вплоть до 10 A .

44 LS301 43 2N5963 42 2N5962 41 MPSA18 40 LM394 39 MMBT6429 38 2N5088,89 37 2SD2653, BC850C, BCX70J 36 ZTX618, ZXTN19020 35 2N5210, 2SC3324, 2SC3906 34 ZXTN19100 33 2SD786 32 2SC2412, 2SC2712, 2SC6102, 2SD1863 31 2N3904, 2N4401 30 2SD1684, DSS20201L 29 2N5961 28 ZXTN2018 27 MPS8098,99 26 ZTX450 25 2N5550, 2SC3601 24 BFT25A 23 ZTX851 22 2SC3955 21 BD437 20 MPSA42 19 2SB1690K 18 ZTX718 17 BC860 16 MPSA4250 15 2N5087 14 2SA1016 13 2SA1312 12 2SA1514K 11 2SB1197KR 10 2SA1162GR 9 2SB1241 8 2SA1175 7 2SB737, 2SB1243Q, ZXTP2027 6 2SB1197KQ, MPS8599, ZTX550 5 2SB1424 4 ZTX951 3 2N3906 2 2N5401 1 2N4403



==501

Table 8.1a Low-noise BJTsa Manufacturers: A - Analog Devices, C - Central, D - Diodes, \(i_n\)c., H - Renesas, I - \(i_n\)fineon, \(i_n\) - \(i_n\)tersil, L - Linear Integrated Systems, m - many, N - NSC, O - ON Semi, R - Rohm, S - Sanyo (oN Semi ), Th - THAT, T - Toshiba, Z - Zetex ( Diodes, \(i_n\)c. ). Names & Packages: a - available, see datasheet for part numbers, most are pinout B. b - for TO-92 try B\( C_5\)50 and B\( C_5\)60, both pinout C. c - CMPTxxx, d - SOT-89, f - FMMTxxx, m - MMBTxxx, p - PMBTxxx or PMSTxxx, v - ATV, z - FZTxxx. Notes: 0=VHz. (a) listed in order of decreasing \( r_{bb'}\)'· (b) complement available, see datasheet. (c) complements grouped together. (d) from datasheet. (e) ranking of beta constancy over collector current, ranked on a scale from 1 to 5 (best ). ( f) lower \(1/f\) noise and 6n=0.2\(1 nV/\sqrt{Hz}\ at /c=\(10 mA\). ( g ) discussed extensively in this chapter’s section “Finding an from noise figure.” (m) maximum. (o) collector current /c at which the \( r_e\) noise contribution raises the irreducible \( r_{bb'}\)’ Johnson noise voltage by 50text %; corresponding values of an, in, and \(R_n\)=an/in are listed. ( r ) ON Semi BC550C datasheet has \( r_{bb'}\)-170? plot ( drops 25text % from 0.1 to \(10 mA\)). Ss ) 2N5550 is lower-beta version. ( t ) typical. (u ) see figure. (v) video transistor, included for its low Ccb. (x) discontinued, included for comparison. (y ) measured on a 2SA1162-Y. (z) measured beta~25.



==502

Некоторые из транзисторов после измерений параметров сортируются производителями по коэффициенту усиления. Например, BC850 с суффиксами «-A», «-B» и «-C» имеет при 2 mA усиление 180, 290 и 520 соответственно. Все стараются поставить в изделие компоненты с самым большим усилением, но их не всегда можно найти на складах. Кроме того, высокий коэффициент усиления имеет тенденцию к снижению со временем, у таких транзисторов ниже \( V_{CEO} \) и напряжение Эрли ( т.е. ниже выходной импеданс) ⁴² .

Снова смотрим на BC850: это транзистор с малой площадью кристалла, который скорее всего будет использоваться на гораздо более низких, чем 2 mA , токах, а из рис. 8.39 видно, что при токе 1 μA усиление снижается всего на 10% . Сравниваем этот результат с данными для 2N5962, чьё усиление падает в два раза. В схемы постоянно суют сверхпопулярный npn 2N3904, но усиление его парного pnp 2N3906 падает в три раза на четырёх декадах тока, что для pnp транзисторов совершенно нормальная ситуация. Но есть, ведь, компоненты и получше: усиление BC860 и ZTX718 падает при токе 1 μA меньше, чем на 20% , а у 2N5087 вплоть до 1 μA имеет плоскую горизонтальную характеристику.

Перед рассмотрением методов измерения шума разберёмся с колонкой «напряжение Эрли» ( \( V_A\) ) . Стоит вернуться к §2.3.2 и ##§X2.8, где описывается эффект Эрли. \( V_A\) даёт представление о выходной проводимости биполярного транзистора ( и его выходном импедансе ): \( g_{oe}\)=1/\(r_0=I_C/( V_A + V_{CE} ) \) . Кроме того, оно позволяет выяснить максимально возможное усиление одного каскада ( при \(R_L=∞\) ) : \( G_{max}=g_m/g_{oe}\) . Заменяя \( g_m=I_C/V_T\) и игнорируя \( V_{CE}\) , которое обычно гораздо ниже, чем \( V_A\) , получаем \( G_{max}=V_A/V_T\) .

Проблемы, связанные с низким напряжением Эрли, можно преодолеть, добавляя каскод ( см. §2.4.5.B и ##§X3.4 ) или обратную связь в эмиттер, но часто это просто неудобно. Для таких ситуаций будет лучше ограничить выбор биполярных транзисторов экземплярами с относительно высоким \( V_A\) . Как хорошо видно из табл. 8.1a , в комплементарных парах pnp транзисторы ( в таблице они группируются попарно ) имеют существенно меньшее напряжение Эрли. Например, pnp BC860C имеет \( V_A\)=30 V , а у парного ему BC850C \( V_A\)=220 V . Это очень неприятно, потому что pnp транзисторы хороши в качестве токовых зеркал для дифференциальных усилителей на npn транзисторах, а низкое напряжение Эрли сильно снижает усиление каскада. Проблема имеет несколько решений, например, отрицательная обратная связь в эмиттере pnp зеркала как на рис. 8.35 или использование зеркала Уилсона.

Табл. 8.1b Сдвоенные малошумящие биполярные транзисторы Notes: (? ) square-root Hz. (a) see Table 8.2a for single BJTs. (b) see footnotes in Table 8.2a. (m) maximum. (x) measured.



==503

Если рассмотреть колонку « maximum collector voltage » ( \( V_{CEO} \) ) , то можно сильно удивиться, обнаружив много малошумящих транзисторов, нормированных на 120 V и выше. Может ли это быть следствием стремления борьбы за высокое напряжение Эрли? Возможно да, но в любом случае имеем ясно видимую тенденцию, когда высоковольтные транзисторы для видеовыходов имеют феноменально низкое напряжение шумов. Например, транзистор 2SC3601 фирмы SANYO имеет очень низкое измеренное значение \(e_n\)=0.22 nV/\(\sqrt{Hz}\) , при \( r_{bb'}\) в районе 1.7 Ω ⁴³ .

В общем случае коэффициент бета высоковольтных транзисторов ниже, чем у низковольтных. Пример: 300 V MPSA42 (#20 на графике ) имеет самое низкое усиление. В противоположность ему, транзистор с самой высокой бетой IT124 фирмы Linear Integrated Systems ( созданный на базе старых разработок фирмы Intersil) в качестве платы за сверхвысокое усиление имеет неприлично низкое \( V_{CEO} \) =2V (!). К счастью, они подправили техпроцесс и получили LS301 (#44 ), нормированный на 18 V и имеющий фантастическое усиление 3000 при токе 1 μA ⁴⁴ .

Очень важной задачей является выбор рабочего тока. Хорошо заметна тенденция просмотра табл. 8.1a по колонке « noise parameters » и выбора компонентов ближе к её низу, где параметр \(e_n\) вплотную подходит к значению 0.5 nV/\(\sqrt{Hz}\) . При этом забывается их большой шум тока базы, который появляется при работе с большими токами коллектора, необходимыми для столь низкого \(e_n\) . Например, победитель ZTX851 имеет очень привлекательное значение \(e_n\) =0.5 nV/\(\sqrt{Hz}\) при токе \(I_C\) =10 mA . Но при усилении 220 ( см. рис. 8.39 ) ток его базы составит 45 μA , а соответствующая плотность шума составит \(i_n=\sqrt{2qI_C}\) = 3.8 pA/\(\sqrt{Hz}\) . Мелочь, казалось бы, но создаёт дополнительное шумовое напряжение 0.19 nV/\(\sqrt{Hz}\) даже на источнике с сопротивлением всего 50 Ω , добавляя ко входному шуму 3 dB . С повышением импеданса источника проблема только ухудшается, потому что падение напряжения \(i_n·Z_s\) растёт с ростом \(R_S\) линейно, а тепловой шум резистора – только как корень из \(R_S\) ⁴⁵ . Например, на источнике 600 Ω шумовой ток вызовет падение уже 2.3 nV/\(\sqrt{Hz}\) .

Для выявления величины \( r_{bb'}\) измерения шума проводились при достаточно высоком токе коллектора, чтобы подавить зависящий от него член уравнения \(e_n=\sqrt{4kT( r_{bb'} + 0.5 V_T/I_C )}\)  ( см. рис. 8.10 ). Но пользователю обычно нужен более низкий рабочий ток. Например, уменьшение тока коллектора ZTX851 до 1 mA повышает напряжение шума почти в 2.3 раза ( до 0.48 nV/\(\sqrt{Hz}\) ), но зато уменьшение тока базы до 5 μA снижает шумовой ток в 3.2 раза до 1.2 pA/\(\sqrt{Hz}\) . На таких низких токах составляющая \(i_n·R_S\) на источнике 600 Ω сокращается до 0.72 nV/\(\sqrt{Hz}\) , а общий шум усилителя снижается до 0.86 nV/\(\sqrt{Hz}\) , что заметно ниже, чем 2.3 nV/\(\sqrt{Hz}\) при токе коллектора 10 mA , и гораздо ниже, чем тепловой шум резистора номиналом 600 Ω , равный 3.1 nV/\(\sqrt{Hz}\) . Иногда может даже возникнуть соблазн попробовать по-настоящему низкие токи, когда превалирует \( r_e\) ( равное \( V_T/I_C\) ) , а вклад от \( r_{bb'}\) незначителен.

Данные по шуму, приведённые в табл. 8.1a , получены при измерении небольшого числа образцов из одной партии. Некоторые из компонентов не рассматриваются производителями как «малошумящие» и поэтому для них не указывают и не контролируют шумовые параметры. Этот факт следует учитывать, потому что можно наткнуться на «шумную» партию. Рис. 8.40 показывает один из примеров: четыре экземпляра из одной партии очень любимых аудиофилами транзисторов демонстрируют чрезвычайно широкий разброс уровня низкочастотного шума.

Указанные побочные эффекты рассматриваются в §8.5 [* интересно, а мы тут что читаем?] и показаны на рис. 8.32 , где приведён пример шумового сопротивления \(R_n=e_n/i_n\) . Стоит глянуть и на рис. 8.33 , где сравниваются транзистор с маленьким кристаллом и большим усилением 2N5962 и транзистор с большим кристаллом и малым \( r_{bb'}\) ZTX851 при токах коллектора от 1 μA до 10 mA ⁴⁶ . ZTX851 превосходит 2N5962 для источников с \(R_S\) ниже 1 kΩ , при рабочем токе 100 μA и более. С другой стороны, 2N5962 выигрывает у ZTX851 на источниках с импедансом от 100 kΩ и выше при практически любых токах коллектора.

На рис. 8.41 сравнивается зависимость шумового напряжения от импеданса источника для шести типов транзисторов при токах от 1 μA до 1 mA . Образцы группировались по возрастанию \(e_n\) при токе 1 mA на источнике с низким сопротивлением, т.е. по возрастанию \( r_{bb'}\) . Результаты в районе 0.5 nV/\(\sqrt{Hz}\) у ZTX851 очень впечатляют, но следует впадать в эйфорию: такой уровень шума будет сохраняться только для источников с сопротивлением ниже 10 Ω . Отметим пару фактов: при большом \(R_S\) порядок следования компонентов обратный относительно порядка при малом \(R_S\) , и напряжение шумов всех транзисторов при 10 μA на источнике 10 kΩ сравнимы, хотя экземпляры с большим усилением сильно выигрывали при \(R_S\) > 1 MΩ ⁴⁷ . Эти данные и выводы показывают методы оптимизации шумовых показателей при заданном импедансе источника, т.е. правильный тип, работающий при правильном токе.



==504



==505

Графики на рис. 8.33 и 8.41 включают тепловой шум резистивного источника \(R_S\) и могут не вполне соответствовать реальной картине для источников сигнала с реактивным полным сопротивлением, например такие, как ёмкостные датчики. В этом случае \(e_n\) и \(i_n·Z_S\) линии пересекаются так же, как это делает линия 0.65 dB на рис. 8.32 без поднятия под действием резистивной доли импеданса источника \(R_S\) .

Типовые значения ёмкости, которые даны в табл. 8.1a , взяты из паспортных данных или в отдельных случаях из графиков, снятых при \( V_{CE}\)=10 V . Большая часть цифр относится к \( C_{ob}\) , но есть и \( C_{cb}\) . Эти параметры связаны соотношением \( C_{ob}=C_{cb}+C_{ce}\) , причём вклад \( C_{ce}\) обычно сильно ниже 25% .

Четыре колонки оптимальных «шумовых параметров» нуждаются в некоторых пояснениях. Данные в них располагаются в соответствии со следующей идеей [* читайте внимательно, я заколебался переводить этот абзац] : снижаем \(I_C\) до тех пор, пока доля шумового напряжения, относящегося к току через \( r_e\) ( т.е. вызванного дробовым шумом тока коллектора, поделенного в \( g_m\) раз [* \( V=I_C·r_e\) , но \( r_e\)=1/\( g_m\) , значит, \( V=I_C/g_m\)] ), не вырастет более чем в 1.5 раза относительно доли этого вида шума при большом токе ( когда действует почти один только тепловой шум \( r_{bb'}\) ). [* При большом токе \( r_e\) уменьшается, и его доля сокращается, при малом токе, стал быть, наоборот] . Иначе говоря, ток коллектора надо снизить, чтобы сократить его шумовой ток, но только в той степени, которая не слишком увеличивает шумовое напряжение. Именно этот ток коллектора и приводится в таблице вместе с \(e_n\) и \(i_n\) ( посчитанных по нижней паспортной границе усиления ) и шумовым сопротивление \(R_n\)=\(e_n\)/\(i_n\) транзистора. Если подбирать компоненты так, чтобы не эксплуатировать их при «чрезмерных» токах, а ситуация позволяет ухудшать \(e_n\) , чтобы сократить \(i_n\) , то табличные значения будут указывать верхний предел \(I_C\) и одновременно нижний предел \(e_n\) ⁴⁸ .

Посмотрим на верхнюю четверть таблицы, учитывая «оптимум» шума: низкие цифры \(R_n\) в диапазоне 30...125 Ω отрезвляют. Большая часть транзисторов из второй четверти с трудом добираются до 400 Ω . Это означает, что для самых распространённых источников сигналов с импедансом выше 100...400 Ω шумовая составляющая \(i_n·Z_n\) ( т.е. входной шумовой ток, проходящий через импеданс источника ) будет преобладать над шумом усилителя, работающего с «оптимальным» током коллектора. Самая насущная необходимость в таком случае - уменьшение \(i_n\) , для чего следует брать компоненты с высоким усилением и снижать, сколько это возможно, рабочий ток \(I_C\) . В таком прочтении «оптимальным» становится максимальный практический ток. Если выглянуть из угла, в который зашло обсуждение, то альтернатива - тихие полевые транзисторы - выглядит гораздо более ценной темой для обсуждения, чем биполярные.

Именно полевые транзисторы будут обсуждаться в следующей главе ( §8.6 ), после краткой ( но интересной ) интерлюдии.

8.5.9 Экстремальная разработка: бестрансформаторный предусилитель для ленточного микрофона со сверхнизким шумом

Чтобы найти необычную задачу, где требуется работать с непривычно низким входным напряжением шума, пришлось поломать голову. Стандартный пример такой задачи - предусилитель для звукоснимателя с подвижной катушкой ( MC ), имеющего очень низкое напряжение сигнала: его уровень около 1 mV при максимальном уровне модуляции, т.е. 0.1 μV для требуемых 80 dB динамического диапазона. Но этот пример именно что « слишком стандартный» ⁴⁹ .

Очень похожая технология применяется в ленточных микрофонах, в которых необычайно тонкая металлическая фольга ( типовая толщина 2 μm - близко к четырём длинам волны света! ) помещена в зазор магнита, где колеблется под воздействием внешних звуковых полей. Её можно рассматривать как однопериодный генератор, запускаемый звуковыми колебаниями. Ленточные микрофоны были первыми по-настоящему качественными микрофонами. Именно их можно узнать в огромных микрофонах из старых фильмов. История началась в 1930-х с классических моделей «44B» фирмы RCA и изделия BBC-Marconi, названного с британской сдержанностью «Type-A». Большие габариты и вес 5-10 фунтов определялись расположенным внутри магнитом. Их продолжают выпускать и использовать и сегодня ⁵⁰ , причиной чему является их «мягкий звук», иногда описываемый на «неподражаемом аудиоэльфийском наречии» как «душевный, тёплый и детальный, никогда не бывающий грубым».



==506

Выходной сигнал ленточного микрофона мал даже по сравнению с сигналом MC звукоснимателя: при стандартном звуковом давлении 1Pa с ленты можно снять 50...100 μV . Можно подумать, что тут есть, куда расти, но на самом деле такому звуковому давлению соответствует уровень +94SPL . Это довольно громкий звук: работающий отбойный молоток с расстояния 1.5m ! Чувствительный микрофон должен различать звук на 80 dB , или около того, ниже, чтобы улавливать на концерте самые тихие звуки ⁵¹ . При таком звуковом давлении сигнал с ленты микрофона будет в районе 5...10 nVrms . Для сравнения, операционный усилитель с самым низким напряжением шумов ( LT1028 \(\space e_n\) = 0.85 nV/\(\sqrt{Hz}\) ) имеет в звуковой полосе частот 20 Hz...20 kHz напряжение шумов, приведённое ко входу, на уровне 100 nVrms , что на 20...25 dB больше уровня тишины на ленте микрофона.

По этой причине ленточные микрофоны всегда идут в комплекте со звуковым повышающим трансформатором ( типичное отношение числа витков 1:30 ). Такой трансформатор увеличивает напряжение в 30 раз, позволяя хорошему малошумящему усилителю полностью раскрыть свой потенциал. Но трансформаторы создают две проблемы: с общей линейностью и с получением плоской АЧХ при отношении рабочих частот 1:1000 , как в звуковом диапазоне. В разработке предполагается полностью отказаться от трансформатора и создать усилитель, чей входной шум как минимум на 20 dB меньше, чем у LT1028, т.е. \(e_n\)<0.1 nV/\(\sqrt{Hz}\) .

8.5.9.A Пример разработки простого предусилителя с шумами 70 pV/\(\sqrt{Hz}\)

Чтобы добиться такого уровня шумов придётся использовать биполярные транзисторы ( на самом деле, как станет понятно позднее, целую горсть транзисторов, включённых в параллель ). Платой за параметры будет входной ток ( т.е. относительно низкий входной импеданс), но здесь на помощь приходит очень низкий собственный импеданс источника - ленты, который не превышает 1 Ω во всей звуковой полосе. Для схемы понадобится транзистор с низким сопротивлением базы \( r_{bb'}\) , который будет работать при относительно высоком токе коллектора, чтобы снизить шумовую компоненту тока через \( r_e\) ( дробовый шум тока коллектора, текущего через \( r_e\) ) . Здесь самое время вспомнить, что эта последняя численно равна тепловому шуму резистора с номиналом \(R=r_e\)/2 .

Для сравнения, цель разработки - напряжение шума 0.1 nV/\(\sqrt{Hz}\) - соответствует тепловому шуму резистора номиналом 0.6 Ω ! Другими словами, требуется транзистор, чьё \( r_{bb'}\) заметно ниже этой цифры, а работать ему придётся при токе коллектора как минимум 50 mA ( в таком случае вклад от \( r_e\) будет эквивалентен токовому шуму резистора 0.25 Ω ). Плюс к изложенному, нужно схемотехническое решение, способное реализовать такие пожелания.

Есть несколько возможных вариантов. Можно попробовать что-либо аналогичное схеме фирмы Naim с рис. 8.34 , но в таком случае придётся уменьшать \(R_e\) до величины в доли ома, заставляя \(Q_3\) работать на очень жёсткую нагрузку. Та же проблема возникает в «улучшенной» схеме 8.35 . Оба варианта требуют очень низкого импеданса цепи обратной связи.

Оба решения в несколько упрощённом виде приведены на рис. 8.42 . Обе схемы обходятся без обратной связи. Это подразумевает, что предусилитель «класса-A» ( со средним коэффициентом усиления, ну, например, G=100 ) для микровольтовых сигналов линеен по умолчанию. Усилитель с общим эмиттером в однополярном включении проще и имеет 3dB запаса по уровню шума по сравнению с дифференциальной схемой. Но ему требуется БОЛЬШОЙ входной разделяющий конденсатор ( 150'000 μF , чтобы работать с очень низким импедансом источника на частотах в единицы Герц ), который тянет за собой большое время выхода на режим при включении и не эстетичен. Эта же схема используется для оценки скорости нарастания при отборе транзисторов в число малошумящих ( см. рис. 8.92 и сопутствующие рассуждения ), но в качестве предусилителя для ленточного микрофона будет взята связанная по постоянному току дифференциальная схема без обратной связи. Здесь нет входного конденсатора, размером со шкаф, правда, для работы с удвоенной мощностью шумов придётся снизить \( r_{bb'}\) и \( r_e\) в два раза ( т.е. придётся удвоить число параллельно включённых транзисторов в каждом из плеч дифференциальной пары ).



==507

8.5.9.B Выбор малошумящего транзистора

Для схемы, подобной обсуждаемой, совершенно необходимо использовать транзистор ( или несколько штук в параллель ) с очень низким входным напряжением шума. Такое требование означает, что сопротивление базы \( r_{bb'}\) должно быть на уровне нескольких ом. К сожалению, именно этот параметр редко указывают в паспортных данных, и, кроме того, лучшие представители прошлых лет по большей части канули в Лету. Одним из таких героев был 2SD786 фирмы Toyo-Rohm, чьё типовое паспортное значение \( r_{bb'}\) составляло 4 Ω ( это npn , парный pnp 2SB737 даже лучше: типовое значение \( r_{bb'}\) составляет 2 Ω ). Измерения реальных компонентов показывают цифры 2.3 и 1.2 Ω соответственно.

Купить эти транзисторы больше нельзя ( Авторы не смогут поделиться своим неприкосновенным запасом! Даже не просите ). А что насчёт малошумящих малосигнальных биполярных транзисторов, подобных 2SC3324, которые приобрести всё же можно ? Хорошие новости: для них указывается уровень шума, как можно видеть в §8.4 . Плохие новости: полные данные не приводятся ( NF=0.2 dB тип., 3 dB max ). Эти транзисторы имеют малый размер кристалла и оптимизированы для малых токов, при которых шумовая составляющая при \( r_e\) настолько велика, что заботиться о низких значениях \( r_{bb'}\) нет нужды. Например, 2SC3324 имеет минимум коэффициента шума при токе коллектора в районе 30 μA . В таком режиме \( r_{bb'}\) имеет величину около 830 Ω , и вклад шума от сопротивления базы незначителен, если величину \( r_{bb'}\) держать ниже 200 Ω . Измерения реальных компонентов показывают цифры \( r_{bb'}\) в районе 40 Ω - этого более чем достаточно в задачах, для которых транзистор позиционируется, но решить поставленную задачу он не поможет.

Расширенное исследование проблемы транзисторов с низким значением \( r_{bb'}\) показало, что ситуация не так печальна, просто этот параметр не специфицируется. В схемотехническом сообществе можно обнаружить обсуждения шумовых параметрах транзисторов с большой геометрией ( т.е. силовых транзисторов ) ⁵² . Реальные измерения напряжения шума ( о чём позже ) нескольких десятков возможных кандидатов, большая часть которых вошла в табл. 8.1a ( стр. 501 ), показали, что у транзисторов с большой геометрией ( «мощных» ) величина \( r_{bb'}\) опускается до значений менее 10 Ω и весьма пристойных цифрах \(e_n\) при токах коллектора в районе 10 mA ( где доля \( r_e\) находится на уровне теплового шума резистора номиналом 1.25 Ω ). Ранее на рис. 8.17 приводились параметры ZTX851 ( 5A, 60 V при полном отсутствии каких-либо официальных упоминаний термина «малошумящий» ) выступающего наравне с легендарным 2SD786. В то же время, официально «малошумящие» 2N5089 и 2SC3324 с малыми размерами кристаллов с большими величинами \( r_{bb'}\) совершенно непригодны для работы в области «большой_I_C/малое_e_n».

Как уже отмечалось ранее ( §8.3.1 ), где приводился график зависимости \(e_n\) от тока коллектора для шести кандидатов в малошумящие транзисторы ( рис. 8.12 ), нельзя получить сколь-нибудь заметную выгоду от низких значений \( r_{bb'}\) при работе с малыми токами ( где доминируют эффекты от \( r_e\) ) . Низкое сопротивление базы важно при больших токах, на которых и предполагается работать, когда желательно достичь величин \(e_n\) ниже 1 nV/\(\sqrt{Hz}\) .

Для подтверждения последнего утверждения на рис. 8.43 приведён спектр напряжения шума транзистора ZTX851 для широкого диапазона токов коллектора ( более ранний вариант с рис. 8.18 теперь расширен вниз до частоты 4Hz ). Из данного примера со всей очевидностью следует, что для получения действительно низких значений \(e_n\) нужно очень много тока. Тут важно не переусердствовать: при столь больших токах начинает расти низкочастотный шум, приходящийся на быстро растущую долю шума вида 1/\( f \) в токе базы. Наиболее привлекательные параметры данный транзистор имеет при токе около 5 mA .

8.5.9.C Взятие рубежа 0.1 nV/\(\sqrt{Hz}\)

У всех имеющихся кандидатов прослеживается тенденция: в комплементарных парах pnp транзисторы шумят чуть меньше, чем дополняющий их npn . Например, при типовом токе \(I_C\)=10 mA ( среднее значение по шести экземплярам ) pnp ZTX951 имеет измеренное значение \(e_n\) =0.2 nV/\(\sqrt{Hz}\) , парный npn ZTX851 показывает 0.21 nV/\(\sqrt{Hz}\) ( соответствующие значения \( r_{bb'}\) - 1.2 и 1.5 Ω ). Причина этого явления не ясна, но данные былых победителей npn 2SD786 и pnp 2SB737 подтверждают полученные результаты ⁵³ .



==508

Итоговая схема повторяет дифференциальную пару с рис. 8.42 , причём на входе в каждом плече стоит группа [* савсЭм малЭнький, слЮшай!] соединённых параллельно транзисторов. Далее стоит усилительный каскад ( G=30 ) на тихом проверенном LT1128, чьё напряжение шумов вплоть до частоты 10 Hz не превышают 1 nV/\(\sqrt{Hz}\) . В обычной ситуации последовательно с эмиттером каждого из параллельных транзисторов ставят резистор, который нужен для выравнивания токов и предотвращения неуправляемого роста тока через один из транзисторов, и подбираются под требуемое падение 50 mV или около того. Если ориентироваться на 10 mA через один транзистор, то требуемый номинал - 5 Ω . Тепловой шум каждого резистора добавится к общему шуму схемы, что совершенно неприемлемо. Считается, что транзисторы из одной партии имеют естественным образом согласованное напряжение эмиттер-база. Ради интереса данное утверждение было проверено измерением \( V_{BE}\) каждого транзистора для 100 ZTX851 и 100 ZTX951. Гистограмма полученных результатов приведена на рис. 8.44 . Согласование довольно неплохое и позволяет полностью отказаться от балластных резисторов ⁵⁴ . Такой подход совершенно не работает в случае полевых транзисторов: см. рис. 3.17 , где приведена гистограмма для трёх сотен экземпляров n-канальных ПТ. Результаты с кровью ⁵⁵ добыты при измерении трёх партий по 100 штук каждая популярных серий 2N5457-2N5459 ( отбор проводился по \(I_{DSS}\) ) .

В схемах, подобных рассмотренной, с резистивной нагрузкой в коллекторе и подтяжкой в эмиттере, шины питания должны быть очень тихими, потому что шум с них попадает на выход без каких-либо изменений. Для снижения шумов в макете использовался «умножитель ёмкости» - очень полезная схема, см. описание в §8.15 .

И каковы же итоги?.. ( Барабанная дробь ).. Ниже даны результаты измерения напряжения шума для нескольких типов транзисторов ( дополнительные спектры показаны на рис. 8.45 ):

Измеренное шумовое напряжение для нескольких вариантов выходного каскада

тип	количество	\(I_C\)	\(e_n\) ( nV/\(\sqrt{Hz}\) )
транзистора		( mA )	@1 kHz	@100 Hz
ZTX951	2×16	2×100	0.085	0.10
	2×32	2×200	0.070	0.09
BD437	2×24	2×100	0.095	0.17
	2×24	2×200	0.080	0.13
2SC3601E	2×12	2×200	0.093	0.18

[* 16, 24, 32 транзистора в параллель в каждом плече, Карл ! ]

Это фантастически низкое напряжение шума ( редко можно увидеть графики, пересекающие уровень 0.5 nV/\(\sqrt{Hz}\) ) лишний раз подтверждает необычность работы: сверхнизкий импеданс источника сигнала ( меньше ома ) допускает низкое входное сопротивление ( и довольно большой входной ток ) входного каскада с заземлённым эмиттером, работающим при токе коллектора 100 mA . Бороться за маленькие входные токи будет всё же правильнее, используя полевые транзисторы, как это станет ясно из дальнейшего.

8.5.9.D Измерение шума биполярных транзисторов



==509

Как выполнялись измерения шумов? Есть замечательные коммерческие приборы для измерения параметров шума ( \(e_n\) , \(i_n\) и NF ) отдельных транзисторов ( как биполярных, так и полевых ). Такие устройства обычно позволяют получить данные в радиочастотном и СВЧ диапазонах ( исключая снятый с производства HP4470A, который мерил \(e_n\) , \(i_n\) и NF на одиннадцати фиксированных частотах - по две на декаду - от 10 Hz до 1 MHz ). Авторы решили не сорить деньгами и построили собственную схему измерения шума. Она представляет собой тестируемый компонент ( DUT ), включённый в режиме усилителя с заземлённым эмиттером. Схема позволяет задавать ток коллектора и напряжением коллектор-эмиттер и получить коэффициент усиления по напряжению. Зная усиление, можно измерить спектр выходного шума для заземлённого входа ( чтобы получить \(e_n\) ) и с последовательным резистором на входе ( чтобы выяснить \(i_n\) ). Методика подробно описывается в §8.12.2 .



==509