1.6 Диоды и схемы с диодами



==31

Разговор о конденсаторах и дросселях не закончен. Они рассматривались во временнОй области ( RC цепи, экспоненциальный заряд и разряд, дифференциаторы и интеграторы и т.д. ), но не затрагивалось их поведение в частотной области .

Это произойдёт чуть позже. Но сейчас настал удобный момент отдохнуть от RLC и познакомиться с несколькими очень интересными и полезными схемами. Начнём со знакомства с новым компонентом - диодом . Это первый пример нелинейного устройства, позволяющего создавать интересные вещи.

1.6.1 Диоды

Схемные элементы, разбиравшиеся до настоящего момента, имеют линейную природу. Иначе говоря, удвоение уровня приложенного воздействия ( например, напряжения ) приводит к удвоению уровня реакции ( например, тока ). Это правило работает и с реактивными элементами - конденсаторами и дросселями. Кроме того, все перечисленные компоненты - пассивные , как противоположность активных . К последним относятся в том числе транзисторы - полупроводниковые приборы, позволяющие контролировать поток мощности. Наконец, рассмотренные элементы - двухвыводные, что не требует дополнительных пояснений.

Диод ( рис. 1.54 ) - важный и нужный двухвыводной пассивный нелинейный компонент. Его вольтамперная характеристика приводится на рис. 1.55 . В соответствии с общей концепцией книги здесь не будут описываться физические процессы, приводящие к появлению данного графика.

Стрелка диода ( «анод» ) [* закрашенная буква «А»] указывает направление тока. Если через прибор течёт ток, скажем, 10 mA , тогда в соответствии с графиком анод будет примерно на 0.6 V положительнее «катода» [* «спинка» буквы «К»] . Эти 0.6 V называются «прямым падением напряжения». Ток обратного направления для сигнальных диодов общего назначения измеряется в наноамперах ( обратите внимание на изменение масштаба для отрицательных значений тока [* и напряжения] ). Ток практически не меняется вплоть до напряжения обратного пробоя ( оно же «пиковое обратное напряжение» - PIV ). Для типичного малосигнального диода 1N4148 оно составляет 75 V . В обычной ситуации дело до обратного пробоя не доходит ( исключение: диод Зенера или стабилитрон, см. 1.2.6.A ). Часто прямое падение величиной от 0.5 до 0.8 V не важно, и диод можно рассматривать в качестве хорошего приближения к идеальному однонаправленному проводнику. Есть ещё масса параметров, по которым различаются тысячи моделей, предлагаемых промышленностью. В их число входят: максимальный прямой ток, ёмкость, ток утечки, время обратного восстановления. В табл. 1.1 перечислены несколько популярных моделей, дающих представление о возможностях этих приборов.

Прежде чем перейти к схемам с использованием диодов, следует подчеркнуть два момента.

1. У диода нет сопротивления ( он не подчиняется закону Ома ).
2. Если в схеме есть диоды, то эквивалентную схему Тевенина построить нельзя.

1.6.2 Выпрямление

Выпрямитель превращает переменное двуполярное напряжение в однополярное. Это одно из самых простых и наиболее важных применений диодов ( которые иногда даже называют выпрямителями ). Простейшая схема показана на рис. 1.56 . Под символом “ac” скрыт источник двуполярного переменного напряжения. В электронных схемах в этом качестве обычно выступает сетевой трансформатор. Для синусоидального сигнала, размах которого гораздо больше прямого падения на диоде ( 0.6 V для наиболее распространённых кремниевых моделей ), выход будет выглядеть, как показано на рис. 1.57 . Если рассматривать диод как однонаправленный проводник, то никаких затруднений разбор схемы не вызовет. Она называется однополупериодным выпрямителем , потому что используется только одна полуволна переменного напряжения.



==32

На рис. 1.58 показана другая схема выпрямления - двухполупериодный мостовой выпрямитель. На рис. 1.59 приводится форма напряжения у него на выходе. Теперь используется полный период входного напряжения. Небольшие зазоры в нуле возникают из-за прямого падения на диоде. В мостовом выпрямителе выходное напряжение всегда проходит через два диода. При разработке источников питания на низкое напряжение, где падение на диоде становится существенной величиной, данный факт приходится учитывать ²⁹ .

1.6.3 Фильтрация в источниках питания

В том виде, в каком напряжение выходит с выпрямителя, оно мало на что годно. На данный момент оно не меняет полярность, и только. «Пульсации» ( периодическое изменение напряжения относительно среднего значения ) слишком велики и требуют вмешательства. Снизить пульсации можно с помощью конденсатора ( рис. 1.60 ). Он будет заряжаться до пикового напряжения с выпрямителя, когда диод находится в проводящем состоянии, а накопленный заряд ( \(Q=CV\) ) будет подпитывать выход между циклами зарядки. Кроме собственно выпрямления диоды препятствуют разряду конденсатора через источник переменного напряжения. В этой схеме конденсатор работает как элемент, накапливающий энергию ( \(U=\frac{1}{2}CV^2\) , где \( C \) - в фарадах, \( V \) - в вольтах, а \(U\) - в джоулях или ватт-секундах, см. §1.4.1 ).

Table 1.1 Representative Diodes

Part # Vr (max) ( V) Ir ( typ, 25°C ) vf @ if Capacitance SMTa p/n Comments ( A @ V) (mV) (mA ) ( pF @ Vr ) Silicon PAD5 45 0.25 pA 20 V 800 1 0.5 pF 5V SSTPAD5 metal + glass can 1N4148 75 10 nA 20 V 750 10 0.9pF 0V 1N4148W jellybean sig diode 1N4007 1000 50 nA 800 V 800 250 12 pF 10 V DL4007 1N4004 lower V 1N5406 600 <10 pA 600 V 1.0 V 10 A 18 pF 10 V none heat through leads Schottkyb 1N6263 60 7 nA 20 V 400 1 0.6 pF 10 V 1N6263W see also 1N5711 1N5819 40 10 pA 32V 400 1000 150 pF 1V 1N5819HW jellybean 1N5822 40 40 pA 32V 480 3000 450 pF 1V none power Schottky MBRP40045 45 500 pA 40 V 540 400 A ll Q. O o LO CO 10 V you jest! Moby dual Schottky Notes: (a) SMT, surface-mount technology. (b) Schottky diodes have lower forward voltage and zero reverse-recovery time, but more capacitance. 

==33

Величину конденсатора выбирают так, чтобы \( ( R_{load} · C\) )≫1/\( f \) , где \( f \) - частота пульсаций, здесь 120 Hz . Малой величины пульсаций достигают увеличением постоянной времени разрядки относительно моментов подзарядки. Поясним данный момент.

1.6.3.A Расчёт величины пульсаций

Легко подсчитать примерную величину пульсаций, особенно если они малы по сравнению со средним постоянным напряжением ( см. рис. 1.61 ). Нагрузка разряжает конденсатор между циклами ( или полуциклами для двухполупериодного выпрямления ). Если предположить, что ток нагрузки постоянен ( что для малых пульсаций близко к реальному положению ), то получаем:

\[ Δ V=\frac{I}{C} Δ t \quad \left(I=C\frac{dV}{dt}\right ) \qquad [1.25] \]

С учётом того, что Δt равно 1/\( f \) ( или 1/(2\( f \)) для двухполупериодной схемы ). Эта оценка с некоторым запасом, потому что конденсатор начинает заряжаться до окончания цикла ( или полуцикла ). Получаем ³⁰ \[ Δ V=\frac{I_{load}}{fC} \] или для двухполупериодного \[ Δ V=\frac{I_{load}}{2fC} \]

Если есть желание посчитать цифры без приблизительных оценок, надо использовать точную формулу экспоненциального разряда. Но подобные расчёты, вероятнее всего, лишь запутают, на что есть две причины.

1. Разряд идёт по экспоненте, только если нагрузка резистивная, но в большинстве случаев это не так. Например, регулятор напряжения выглядит как потребитель постоянного тока.
2. В источниках питания используются конденсаторы, имеющие допуск на номинал 20% и более. Если учитывать такой разброс, придётся вести разработку с запасом и использовать наихудшее сочетание параметров.

В данном случае линейная модель разряда конденсатора на самом деле достаточно точна, особенно если пульсации невелики, и в большинстве случаев ошибки в расчётах идут в сторону большего запаса при разработке, т.е. величина пульсаций оказывается меньше расчётной.

Упражнение 1.20
Разработайте схему двухполупериодного мостового выпрямителя, который выдаёт 10 V с пульсациями 0.1 Vpp под нагрузкой 10 mA . Необходимо подобрать нужное напряжение на входе, предполагая, что прямое падение на диоде составляет 0.6 V . Не забудьте выбрать правильную частоту пульсаций.

1.6.4 Варианты выпрямителей для блоков питания

1.6.4.A Двухполупериодный мост

Блок питания с мостовым выпрямителем, разобранный только что, строится по схеме 1.62 . Сам мост обычно выполнен в виде единого модуля. Самые маленькие модели выдерживают средний ток до 1A , а их напряжения пробоя лежат в диапазоне от 100 до 600 V . Мощные мосты тянут токи 25A и более.

1.6.4.B Двухполупериодный выпрямитель со средней точкой

Схема на рис. 1.63 называется двухполупериодным выпрямителем со средней точкой. Выходное напряжение в два раза ниже того, которое можно получить с мостового варианта. Это не самая эффективная схема с точки зрения конструкции трансформатора, потому что каждая половина вторичной обмотки используется только половину времени. Для развития воображения рассмотрим различия двух конфигураций, которые выдают одинаковое выпрямленное напряжение:

1. схему 1.63 и
2. такой же трансформатор, но с параллельным соединением обмоток без средней точки, но с мостовым выпрямителем.

Чтобы теперь получить одинаковую мощность на выходе каждая обмотка конфигурации

1. должна в своём рабочем цикле выдавать такой же ток, как у параллельного соединения;
2. но тепло от нагрева обмоток I²R пропорционально сопротивлению обмоток, поэтому потери на нагрев в мостовой конфигурации снижаются вдвое.



==34

Есть и другой путь оценки конструкций. Возьмём тот же трансформатор со средней точкой ( рис. 1.63 ), но вместо двух диодов подключим мост, а средний вывод обмотки оставим в воздухе. Теперь, чтобы получить в нагрузке ту же мощность , ток через неё надо уменьшить в два раза [* напряжение снижается с двух последовательных обмоток, т.е. увеличивается в два раза ] . Нагрев обмоток ( I²R ) определяется законом Ома, поэтому в схеме 1.63 каждая обмотка работает половину времени, но ток через неё в два раза больше [* 2²/2=2 ] . Значит, для варианта с рис. 1.63 потребуется трансформатор со средним током в \(\sqrt2\) раз большим, чем для мостовой схемы. И будет он больше, тяжелее и дороже.

Упражнение 1.21
Иллюстрация I²R нагрева поможет понять недостатки схемы для обмотки со средней точкой. Какой предохранитель ( минимальная величина ) потребуется для того, чтобы пропустить ток, форма которого показана на рис. 1.64 ( средняя величина 1A )?
Подсказка : предохранитель сгорает, когда под действием I²R нагрева расплавляется металлическая перемычка. Для этого установившееся значение тока должно быть больше, чем номинал предохранителя. В задаче предполагается, что температурная постоянная времени предохранителя гораздо больше, чем период прямоугольных импульсов, т.е. предохранитель усредняет значение I²R за много циклов.

1.6.4.C Источник со средней точкой

Популярная схема двухполупериодного выпрямителя со средней точкой показана на рис. 1.65 . Она позволяет получить двуполярный источник с равными величинами положительной и отрицательной ветвей, что часто требуется в линейных схемах. Это вполне практичная схема, использующая обе полуволны входного напряжения в обеих секциях обмотки.

1.6.4.D Умножители напряжения

Схема на рис. 1.66 называется удвоителем напряжения. Её можно рассматривать как два однополупериодных выпрямителя, включённых последовательно. Это на самом деле двухполупериодная схема, потому что использует обе полуволны, а пульсации в ней имеют удвоенную частоту сети ( 120 Hz для 60-герцовой сети США ).

Варианты данной схемы используются для кратного увеличения напряжения. На рис. 1.67 показаны удвоитель, утроитель и учетверитель напряжения с одним заземлённым выводом обмотки трансформатора. Схему можно продолжать и дальше. Она называется «генератором Кокрофта-Валтона» и используется как в малоизвестных задачах ( ускорителях заряженных частиц ), так и в более распространённых устройствах ( ионизаторах, копировальных аппаратах и даже в ловушках для насекомых ), требующих высокого напряжения, но практически не потребляющих ток.

1.6.5 Регуляторы

Выбирая конденсаторы достаточно большой ёмкости, можно снизить пульсации напряжения до любого заданного уровня. Столь прямолинейный подход имеет три недостатка.



==35

• Требуемые конденсаторы могут быть запредельно большими и дорогими.
• Интервал зарядки ³¹ станет слишком коротким ( почти на самой вершине синусоиды ), что увеличит нагрев I²R .
• Даже после уменьшения пульсаций до незначительных величин остаются другие проблемы колебания выходного напряжения. Например, постоянное выходное напряжение будет примерно пропорционально входному переменному напряжению, от чего возрастает значимость флуктуаций во входной линии. Изменение тока нагрузки будет вызывать изменение выходного напряжения из-за конечного сопротивления обмотки трансформатора, диодов и т.д. Другими словами, эквивалентная схема Тевенина для источника питания имеет последовательное сопротивление \(R\)>0 .

Более правильным подходом к разработке будет использование ёмкости, позволяющей снизить пульсации до какого-то промежуточного уровня ( возможно, 10% от выходного напряжения ), а затем подавить остаточные пульсации активной схемой с обратной связью . Обратная связь следит за выходом передавая изменения в нём на управляющий элемент ( резистор, транзистор ) в степени, достаточной для удержания выходного напряжения на постоянном уровне ( рис. 1.68 ). Такая схема известна как «регулируемый источник питания» ³² .

Подобные регуляторы используются практически во всех электронных схемах. Сейчас законченные схемы выпускаются в недорогом интегральном исполнении ( стоят меньше $1 ). В источники питания, собранные на таких схемах легко добавить подстройку выходного напряжения и защиту от короткого замыкания, перегрева и т.п. событий. При этом все параметры источника напряжения и в первую очередь низкое внутреннее сопротивление ( на уровне миллиом ) будут сохранены. Регулируемые источники питания рассматриваются в Части _9 .

1.6.6 Применение диодов

1.6.6.A Выпрямитель

Бывают и другие ситуации, когда требуется получить сигнал только одной полярности. Если на входе не синус, то речь обычно не идёт о выпрямлении по типу источника питания. Например, может потребоваться импульсная последовательность, соответствующая возрастающим фронтам прямоугольного сигнала. Самый простой путь получения таких импульсов - выпрямление сигнала с выхода дифференцирующей цепочки ( рис. 1.69 ) [* см. альтернативный метод на рис. 1.43 ] . Здесь надо помнить о прямом падении на диоде ( примерно 0.6 V ), т.е. такая схема не сможет работать с прямоугольными сигналами с амплитудой менее 0.6 Vpp . Если выполнить данное условие не получается, то одним из вариантов будет использование диодов Шоттки ( на горячих носителях ), прямое падение на которых составляет 0.25 V .



==36

Возможно схемотехническое решение компенсации падения ( рис. 1.70 ). Здесь \( D_1\) компенсирует падение на \( D_2\) , создавая смещение на 0.6 V , которое удерживает \( D_2\) на границе проводимости. Использование диода, а не делителя напряжения, имеет несколько преимуществ:

1. нечего не надо подстраивать;
2. компенсация почти идеальная; и
3. изменение прямого падения от температуры ( или ещё каких причин ) компенсируется автоматически.

Позднее будут показаны другие примеры компенсации за счёт согласованных пар диодов, биполярных или полевых транзисторов. Это простой и действенный приём.

1.6.6.B Диодная логика

Другим применением для диодов является то, что в Части 10 будет изучаться под общим названием логические схемы . Например, требуется передать на выход большее из двух напряжений, но, не оказывая воздействия на меньшее. Хорошим примером служит резервная батарея - способ поддержания в активном состоянии некоего устройства ( скажем «часов реального времени» в компьютере, хранящих время и дату ), которое должно работать, даже когда прибор выключен. На рис. 1.71 показана такая схема. Батарея отключена, когда есть питание +5V , а когда оно пропадает, батарея обеспечивает бесперебойное питание.

1.6.6.C Диодный ограничитель

Иногда требуется ограничить уровень сигнала, чтобы он не превысил какой-то уровень. Схема, выполняющая такую работу, показана на рис. 1.72 . Диод не позволяет выходу превысить уровень +5.6 V , но не влияет на сигналы меньшей величины ( включая отрицательные ). Единственное ограничение - напряжение на входе не должно падать ниже уровня обратного пробоя ( для 1N4148 это –75 V ). Последовательный резистор ограничивает ток через диод в момент перегрузки. Он же является недостатком схемы, добавляя свой номинал к сопротивлению источника. Поэтому резистор выбирается, исходя из компромисса между низким сопротивлением источника и возможно более низким током при перегрузке. Диодные ограничители стоЯт сейчас на каждом входе элементов КМОП логики. Без них слишком нежные входы легко повреждаются статическими разрядами в процессе монтажа.

Упражнение 1.22
Разработайте симметричный ограничитель, удерживающий сигнал в диапазоне от -5.6 до +5.6 V .



==37

Опорный уровень для ограничителя может обеспечивать делитель напряжения ( рис. 1.73 ). В такой схеме надо следить, чтобы импеданс делителя \(R_{VD}\) был мал по сравнению с \(R\) . Схему 1.73 можно заместить эквивалентной цепью Тевенина ( рис. 1.74 ). Когда диод в проводящем состоянии ( входной сигнал выше уровня ограничения ), на выходе будет напряжение, формируемое делителем \(R_{VD}R\) ( рис. 1.75 ). С такой схемой двуполярный треугольный сигнал будет выглядеть как на рис. 1.76 . Проблема в том, что опорный уровень с делителя напряжения недостаточно «жёсткий» в электронном смысле этого термина [* «проседает» под нагрузкой] . Жёсткий потенциал трудно изменить, т.к. у него низкое эквивалентное внутреннее сопротивление.

На практике проблема конечного импеданса опорного потенциала выполненного на делителе легко решается транзистором или операционным усилителем. Это гораздо лучшее решение, чем использование низкоомных резисторов, потому что ОУ может обеспечить эквивалентное сопротивление Тевенина меньше ома, но не нуждается в большом токе через низкоомный делитель. Существуют и другие варианты ограничителей с участием операционных усилителей. Они встретятся в Части _4 .

Альтернативный путь получения более жёсткого опорного уровня для входных сигналов переменного тока - установка конденсатора параллельно меньшему по номиналу резистору. Чтобы разобрать эту конструкцию требуется рассмотреть конденсаторы в частотной области, что вскоре и будет сделано. На данный момент достаточно знать, что конденсатор надо ставить параллельно резистору 1 kΩ . Он будет хранить заряд, поддерживающий постоянный потенциал узла. Например, для частот выше 1 kHz конденсатор 15 μF снизит эквивалентное сопротивление Тевенина до 10 Ω . ( Такой же конденсатор можно добавить параллельно \( D_1\) на рис. 1.70 ). Эффект от данного приёма снижается на низких частотах, а на постоянном токе не работает вовсе.

Ещё одной задачей для ограничителя является «восстановление нулевого уровня» сигнала со связью по переменному току. Идею объясняет рис. 1.77 . Такая конфигурация особенно актуальна для схем, выглядящих со стороны входа как диоды ( например, биполярный транзистор с заземлённым эмиттером, который рассматривается в Части _2 ) [* , т.е. схемы, препятствующие разрядке разделительного конденсатора ] . Без схемы восстановления связь по переменному току просто перестанет работать, когда разделительный конденсатор зарядится до пикового уровня сигнала. [* Диод надо ставить так, чтобы он образовывал с «диодом» внешней схемы пару, подобную схеме 1.78 , но обычно в таких местах ставят резистор, образующий путь для входного тока см. §2.2.5.B и §4.2.2.A ] .

1.6.6.D Двухсторонний ограничитель

Последняя схема ограничения показана на рис. 1.78 . Она ограничивает «размах» ( электронный термин ) сигнала одним падением на диоде в любом направлении - округлённо ±0.6 V . Уровень может показаться слишком низким, но, если дальше идёт каскад усиления, то сигнал на его входе всегда должен быть в районе 0V . В противном случае выход войдёт в «насыщение» ( например, если следующий каскад имеет усиление G=1000 и работает от источника ±15 V , то сигнал на входе должен оставаться в диапазоне ±15 mV , чтобы предотвратить ограничение на выходе [* удержать его в линейной области ] ). Рис. 1.79 показывает, что происходит с сигналами чрезмерных уровней после ограничителя. Такие схемы часто ставят на вход усилителей с большим коэффициентом передачи.

1.6.6.E Диоды как нелинейные компоненты



==38

Прямой ток через диод является хорошим приближением к экспоненциальной функции от прямого напряжения на переходе при заданной температуре ( точная зависимость приводится в §2.3.1 ). Это значит, что диод можно использовать для получения выходного напряжения, пропорционального логарифму тока ( рис. 1.80 ). Если входное напряжение гораздо больше, чем падение на диоде, то ток можно получать с помощью резистора, т.к. выходное напряжение попадает в очень узкую область вокруг уровня 0.6 V ( рис. 1.81 ) [* т.е. его вариации слабо влияют на получающийся ток] .

На практике удобнее работать с сигналом, не имеющим постоянного смещения 0.6 V , плюс было бы здОрово иметь схему, нечувствительную к температурным колебаниям ( падение напряжения кремниевого диода имеет зависимость примерно 2 mV/°C ). Здесь поможет метод компенсации падения на диоде ( рис. 1.82 ). \(R_1\) переводит \( D_2\) в проводящее состояние, удерживая точку «A» на уровне –0.6 V . Тогда точка «B» будет на уровне земли, а входной ток \(I_{in}\) становится прямо пропорционален \( V_{in}\) . Ситуация сохраняется до тех пор, пока два одинаковых диода находятся при одной температуре. Единственным отличием будет сам сигнал на \( D_1\) . \(R_1\) надо выбирать так, чтобы ток через \( D_2\) был существенно больше, чем максимальный входной ток, т.к. \( D_2\) должен всегда находиться в проводящем состоянии.

В Части X2 будут показаны способы построения более точных логарифмических преобразователей и методы температурной компенсации, позволяющие достичь точности несколько процентов на шести и более декадах входного тока. Но эти конструкции требуют понимания параметров диодов и транзисторов и знакомства с операционными усилителями. Данный материал является кратким введением в тему.

1.6.7 Индуктивная нагрузка и диодная защита



==39

Что произойдёт, если разорвать цепь, через которую течёт ток катушки индуктивности? По определению индуктивности \( V=L( dI/dt )\) ясно, что выключить ток мгновенно невозможно, потому что это породит бесконечное напряжение на выводах индуктивности. Напряжение на катушке и на самом деле начинает резко расти. Рост продолжается пока таким способом удаётся поддерживать ток в цепи. Электронные компоненты, управляющие индуктивной нагрузкой, могут быть легко повреждены, особенно в момент её отключения, когда индуктивность пытается сохранить ток в цепи. Рассмотрим рис. 1.83 . Исходно ключ замкнут, и ток течёт через катушку. Это может быть, например, обмотка реле, которое будет рассматриваться позднее. Когда ключ размыкается, индуктивность пытается сохранить ток от точки «A» к точке «B» неизменным. Другими словами, она пытается поддержать ток, вытекающий из точки «B», повышая её потенциал относительно точки «A». В данном случае при размыкании ключа потенциал точки «B» может достичь 1000 V , вызывая пробой между контактами ключа. Это сокращает жизнь контактов и создаёт электромагнитные помехи, мешающие работе других схем. Если на месте ключа окажется транзистор, то говорить о сокращении жизни не приходится: она просто заканчивается .

Наилучшим решением будет включение диода параллельно катушке, как показано на рис. 1.84 . Когда ключ замкнут, диод смещён в обратном направлении за счёт падения напряжения на сопротивлении обмотки. При выключении диод переходит в проводящее состояние, не позволяя потенциалу на ключе подняться выше уровня положительного питания плюс одно падение на p-n переходе. Диод должен выдерживать начальный бросок тока, равный установившемуся значению тока через индуктивность. В обычной жизни 1N4004 перекроет практически все задачи.

Единственным недостатком предложенной схемы является увеличение времени «рассасывания» тока в катушке, потому что скорость изменения тока пропорциональна напряжению на выводах катушки. В местах, где нельзя затягивать прекращение тока ( быстрые реле, затворы фотокамер, электромагниты и т.д. ) было бы лучше замыкать обмотку через резистор, подобрав номинал так, чтобы \( V_{supply}+IR\) было бы меньше, чем максимально допустимое напряжение на ключе. [* Ток через ключ также увеличивается на величину \(I\) ] . Для самого быстрого снижения тока надо ставить стабилитрон с последовательным диодом ( или иной ограничитель напряжения ). Такой вариант даёт линейное снижение тока, вместо экспоненциального через резистор ( см. Часть X1 [* ##§X1.6 ] ).

Для индуктивных элементов, питаемых переменным током ( трансформаторы, магнитные пускатели ) диодная защита не работает, потому что диод начинает проводить в каком-то из полуциклов. В таком случае поможет демпфирующая RC цепь ( рис. 1.85 ). Показанные номиналы подходят для небольших индуктивных нагрузок переменного тока. Такая цепочка должна стоять в любом приборе с 60-герцовым трансформатором в блоке питания ³³ .

Альтернативой RC цепочке является двухсторонний ограничитель переходных процессов. К таким устройствам относятся подавители переходных процессов - двухсторонние «стабилитроны» ( TVS ) и «варисторы» ( MOV ). Последние - недорогие компоненты, напоминающие дисковый конденсатор, и ведущие себя как двухсторонний стабилитрон. Оба элемента предназначены для защиты от чрезмерных напряжений, нормируются на уровни от 10 до 1000 V и могут пропускать в пике сотни ампер ( см. Часть X9 ). Подавитель переходных процессов ( с приличествующим случаю номиналом предохранителя ) поперёк сетевых клемм благотворно сказывается на здоровье электронного оборудования и не только защищает устройство соседние приборы от индуктивных выбросов в вашей схеме, а окружающую среду от электромагнитных наводок, но и сам прибор от повреждений сетевыми помехами.

1.6.8 Индуктивности как союзники



==40

Чтобы не создалось впечатления, что индуктивности служат только источником неприятностей, взглянем на схему 1.86 . Её задача - зарядить конденсатор от источника постоянного напряжения \( V_{in}\) . Верхняя схема ( рис. 1.86A ) делает это традиционным способом через последовательный токоограничивающий резистор. Здесь всё хорошо, всё работает, но есть недостаток: при зарядке половина энергии тратится на нагрев резистора. Нижняя схема ( рис. 1.86B ) с катушкой энергию не тратит ( если считать компоненты идеальными ) и, вдобавок заряжает конденсатор до удвоенного напряжения \( V_{in}\) . На выходе схемы полуцикл синусоидального напряжения с частотой резонанса LC цепи \( f=1/( 2 π \sqrt{LC})\) , о чём ещё будет речь в §1.7.14 ^{34 35} . [* Используется такая цепь, например, в мощных импульсных излучателях, см. §H.3 ]



==40