Шапка

5.17 Полностью дифференциальные усилители

==373

Термин «полностью дифференциальный усилитель» ( или иногда «усилитель с дифференциальным входом и выходом», а то и просто «дифференциальный усилитель» ) используется для обозначения усилителя с дифференциальным входом И дифференциальным выходом, а также выводом «Vocm», через который выставляется синфазное напряжение на выходе. Авторы предпочитают термин «полностью» , потому что он явно подчёркивает отличие от разностного усилителя и инструментального усилителя с однополярным выходом.

Для некоторых схем нужно получить балансный дифференциальный выход и из дифференциального, и из однополярного сигнала. Это часто требуется при подключении АЦП с комплементарными входами, см. рис. 13.65 ( АЦП с переносом заряда ), рис. 5.102 ( конвейерный флэш-АЦП ), рис. 13.28 ( параллельный ), рис. 13.37 ( АЦП последовательного приближения ) и рис. 13.68 ( сигма-дельта АЦП ). Для таких задач важны время установления, точность и стабильность усиления, возможность установки выходного синфазного напряжения. Для низковольтных схем требуется равенство полного размаха выходного сигнала диапазону питания.

Кроме того, дифференциальные сигналы используются для передачи по витым парам ( через кабели «категории 5» для компьютерных сетей ) в системах передачи данных ADSL и HDSL, входных цепях осциллографов и радиотрактах.

Можно, конечно, получать дифференциальные сигналы, используя усилители с однополярным выходом ( обычные ОУ, разностные и инструментальные ) в соответствии со схемами на рис. 5.66F , 5.70 , 5.91 и 13.37 . Но с точки зрения шума и быстродействия гораздо интереснее интегральные решения, позволяющие, в том числе, задать выходное синфазное напряжение ( т.е. среднюю точку, вокруг которой переключаются выходные сигналы ). Подстройка средней точки дифференциального сигнала очень полезна при работе с дифференциальным же АЦП с однополярным питанием, потому что такие преобразователи болезненно чувствительны к уровню синфазного напряжения.

Хороший набор доступных в настоящее время дифференциальных усилителей дан в табл. 5.10 ( стр. 375 ), а об их внутреннем устройстве, степени изворотливости человеческого разума и разного рода интересных приёмах рассказывается ниже.

==374

Рис.5.94 (A) Усилитель с дифференциальным выходом варианты _A и A2 , как они обозначены в табл. 5.10 ( стр. 375 ). ОУ с двумя свободными входами может быть сконфигурирован и как повторитель, и как инвертор

Рассмотрим их внимательнее. Вариант _A ( рис. 5.94A ) предназначен для однополярных входов. Это просто набор из двух усилителей, причём усиление задаётся внешним делителем. Устройство можно включить как по неинвертирующей схеме ( т.е. с высоким входным импедансом ), так и по инвертирующей ( например, чтобы работать с сигналами большой амплитуды, устанавливая коэффициент усиления меньший единицы ). Высокоомный неинвертирующий вход \( A_2\) позволяет задать среднюю точку выходного сигнала. Такую конфигурацию имеет LT6350 - малошумящий ОУ с небольшими искажениями и RR выходами 96 . На рис. 5.92 показано, как его можно использовать в паре с АЦП, здесь с LTC2393, у которого есть очень удобный выход средней точки шкалы «\( V_{CM}\)» 97 . Усилитель питается от того же однополярного источника +5V , что избавляет от обычных забот о допустимом диапазоне напряжений АЦП. Входной ФНЧ \(R_1R_2C_1\) выполняет две функции: работает

  1. как спектральный фильтр, ограничивающий входную полосу частотой 150 kHz , и
  2. как шунтирующая ёмкость, нужная для подавления эффектов при переключении внутренних схем АЦП ( которым подвержены многие преобразователи, включая сигма-дельта и «последовательного приближения с переносом заряда», см. Часть 13 ).

Рис.5.92 Драйвер АЦП, использующий дифференциальный усилитель варианта _A рис. 5.94A . У АЦП есть выход середины шкалы \( V_{CM}\) , используемый здесь в качестве уровня средней точки сигнала. См. также AD4922 с более высокими параметрами

Вариант _B ( рис. 5.94B ) - симметричная конфигурация, оптимизированная для профессиональной звуковой аппаратуры. Речь идёт о хорошо сбалансированных высоковольтовых ( > 15 Vrms ) драйверах витой пары с малыми искажениями, устойчивыми при емкостях нагрузки кабельных линий ( 10'000 pF и более ). Типовая схема ( рис. 5.93 ) балансного выхода с высоким уровнем и малыми искажениями, упоминавшаяся в §5.14.2.E , предназначена для работы в составе профессионального оборудования. Схема примечательна очень высоким синфазным входным сопротивлением, которое позволяет сохранить баланс сигнала, давая возможность приёмной стороне изменять средний выходной уровень в линии ( его симметрию относительно земли задают 10-килоомные резисторы подтяжки ). Схема допускает даже заземление любого из проводов на приёмном конце для получения однополярного сигнала. Чуть больше об этом говорится в §5.17.1 .

Рис.5.94 (B) Усилитель с дифференциальным выходом вариант B , как он обозначен в табл. 5.10 ( стр. 375 )

Рис.5.93 Балансный драйвер для передачи сигналов звукового диапазона с высоким выходным сопротивлением для синфазного сигнала, чтобы приёмная сторона ( нагрузка ) могла самостоятельно установить его уровень. Если нагрузка плавающая, то \( V_{CM}(out)=0\)

Вариант _C ( рис. 5.95C ) - развитие схемы 5.66F с высокоомными ( буферированными ) входами с установкой уровня средней точки ( «Vocm» ). В таблице он представлен малошумящими широкополосными усилителями, хорошо работающими в аудио- и видеотрактах.

Рис.5.95 Полностью дифференциальный усилитель вариант C , как он обозначен в табл. 5.10 ( стр. 375 ). В перерисованной версии C' симметрия становится очевиднее. Усиление равно G=2(\(R_f/R_g\))

Очень популярен вариант _D ( рис. 5.96D ). Резисторы задания усиления бывают как внутренние, так и внешние. Дифференциальный усилитель в цепи обратной связи состоит из пары трансимпеданстных ( напряжение в ток ) схем, которые создают падение напряжения на резистивной нагрузке с выходными повторителями для снижения выходного сопротивления. Вход «Vocm» позволяет подстроить синфазное напряжение ( среднюю точку ) выходного сигнала, по умолчанию совпадающую со средней точкой источника питания ( так удобнее цеплять фильтрующие конденсаторы ). Полоса пропускания по выводу «Vocm» как правило сравнима с таковой у самого усилителя.

Рис.5.96 Полностью дифференциальный усилитель вариант D , как он обозначен в табл. 5.10 ( стр. 375 ). Усиление G=\(R_f/R_g\) . Внутреннее устройство \( A_1\) показано на схеме D' , а его вариант фирмы TI из серии 1THS45xx на схеме D'' . THS4508/11/21 используют компоненты противоположной полярности ( pnp на входе и т.д. ), допуская работу вплоть до \( V_{in}=V_{EE}-\)0.2 V

Вариант _E ( рис. 5.97E ) продолжает тему усилителей тока, управляемых напряжением ( напряжение-ток ), но теперь они включены в цепь обратной связи. Это дифференциальная версия схемы 5.89E . Вариант _F ( рис. 5.97F ) используется в самых быстрых усилителях и сочетает выходной каскад варианта _D ( рис. 5.96D ) со входной конфигурацией, подобной классическому инструментальному усилителю ( рис. 5.65A ). Здесь вновь в качестве усилительного элемента используются усилители напряжение-ток.

Рис.5.97 Полностью дифференциальный усилитель варианты E и F , как они обозначены в табл. 5.10 ( стр. 375 )

Наконец, вариант _G ( рис. 5.98G ). Конструкция чисто дифференциальная: два повторителя с компенсацией смещения, которые подтянуты к уровню входа «Vocm». Схема применяется для входов, связанных по переменному току ( или с трансформаторной связью ) в усилителях гигагерцового диапазона.

Рис.5.98 Полностью дифференциальный усилитель вариант G ( табл. 5.10 на стр. 375 ). Он рассчитан на работу с сигналом переменного тока и, возможно, с трансформаторной изоляцией

5.17.1 Дифференциальные усилители: основные понятия

5.17.1.A Усиление

Усиление для дифференциального сигнала равно единице для большинства схем, в которых оно устанавливается согласованной парой резисторов обратной связи \(R_f=R_g\) . Колонка диапазона коэффициентов усиления в табл. 5.10 ( стр. 375 ) различает ИС с фиксированным усилением, минимальным усилением или с набором из нескольких значений. В некоторых случаях конкретное значение усиления изменяется под воздействием сопротивления источника и степени согласования терминирующих резисторов, см. §5.17.4 и формулы на рис. 5.104 .

==375

Table 5.10 Selected Differential Amplifiers

Notes: (a) fixed gain, programmable gain ( PGA ), or gain set by input resistor R_g. (b) RR output means V_but diff = 2 x VSupply max. (c) included in V_os spec. (d) includes feedback resistor noise. (e) matched 2nd-order antialias filters; 7, 10 MHz avail. ( f) set by filter. ( g ) 6600-x specifies 2.5 to 20 MHz 4th-order filters. (h) nominally Z_in = R_g, where G = R_f/R_g; but for “D” circuit types it's greater than R_g, see later section on Differential Amplifier Input Impedance. (i ) filter, 6 to 27 MHz strappable. (j) -4 version compensated for \( G<4\) . (k ) settle to 1%. (m) most differential-to-differential amplifiers can convert single-ended input to differential output. (n ) near. (o) instrumentation amplifier figures. (q) inst-amp input, differential-amp output. ( r ) G=2. ( s ) R-2R ladder input, differential-amp output. ( t ) high common-mode Zout, like an isolation transformer. (v) inputs to -V_ee. (w) RRO and inputs to -V_ee or within 0.2 V of -V_ee. (y ) RRO and input beyond rails, to ±15 V. (z) RTO.

==376

5.17.1.B Входной импеданс

Входное сопротивление усилителя варианта _D ( рис. 5.96D ) равно \(R_g\) , что не позволяет использовать его при больших усилениях, потому что входное сопротивление становится слишком низким: источник сигнала сильно нагружается, действующее значение \(R_g\) увеличивается на величину импеданса источника \(R_S\) , а КОСС ухудшается пропорционально разбалансу сопротивления источника. Точное значение \(R_g\) ( а значит, и входной импеданс) меняется в зависимости от способа согласования источника с нагрузкой, см. §5.17.4 и формулы на рис. 5.104 .

5.17.1.C Однополярный вход

Большинство полных дифференциальных усилителей хорошо работают с несимметричным входным сигналом, т.е. когда второй вход заземлён. В таком включении, возможно, придётся использовать G=2 или более, чтобы задействовать полный диапазон сигнала дифференциального АЦП 98 .

5.17.1.D Подавление синфазного сигнала

Когда и входы, и выходы ОУ дифференциальные, есть два показателя, которые характеризуют подавление синфазного сигнала: отношение выходного дифференциального сигнала \( V_{out}\) ко входному синфазному \( V_{in}\) , которое обычно имеет достаточно хорошую величину ( например, до 80 dB на 1 MHz ), и отношение синфазного выходного \( V_{out}\) к синфазному входному \( V_{in}\) . Эта цифра может быть гораздо хуже ( скажем, 50 dB на 1 MHz , причём с ростом частоты она снижается ещё больше ). Последняя цифра не есть что-то ужасное, если у последующего элемента обработки сигнала ( АЦП ) хороший коэффициент подавления синфазной составляющей. Для схем с внешними резисторами \(R_f\) и \(R_g\) ( вариант _D на рис. 5.96D ) важна степень их согласования, подробности см. в §5.17.5 .

==377

5.17.1.E Однополярный выход

Справочные данные для некоторых дифференциальных усилителей описывают рабту с однополярным выходом 99 . При работе в однополярном режиме нужно позаботиться о смещении выходного напряжения \(Δ V_{OCM}\) ( т.е. ошибке по отношению к опорному \( V_{OCM}\) ) , которое вернётся в виде приведённой ко входу ошибки \(Δ V_{OCM}\)/G . Для LMP7312 выходное смещение может составлять ±20 mV , т.е. сильно больше, чем максимальное смещение по входу ±0.1 mV . ИС имеет низкое усиление ( от 0.1 до 2 ), и такое выходное смещение в наихудшем случае выглядит как ошибка по входу величиной от ±200 mV до ±10 mV ! Результат не вполне соответствует понятию «прецизионный».

==378

5.17.1.F Вывод «Vocm» для задания средней точки сигнала

Уровень выходного синфазного сигнала можно менять, подавая постоянное смещение на соответствующий вывод. В некоторых ИС он буферируется для увеличения \(R_{in}\) , но у большинства эта ножка имеет входное сопротивление, измеряемое десятками килоом. В общем случае напряжение на выводе «Vocm» нельзя опускать до уровня отрицательного питания. Выходное напряжение ИС с неподключённым контактом «Vocm» обычно равно потенциалу средней точки питания. В любом случае на данный вывод рекомендуется вешать шунтирующий конденсатор, потому что рабочие сигналы широкополосных усилителей легко создают в этом узле наводки.

5.17.1.G Диапазон входного синфазного сигнала

Диапазон входного синфазного сигнала у большинства дифференциальных усилителей не дотягивает до уровня отрицательного питания, что является сильным ограничением для схем с однополярным источником. На самом деле проблема не так ужасна, как кажется. Выходные контакты, имеющие положительный потенциал средней точки ( его определяет напряжение на выводе «Vocm» ), приподнимают входы усилителя через делители \(R_f/R_g\) . Данный эффект всего заметнее на малых усилениях, а при больших важнее проверять, что входной сигнал не вышел из диапазона допустимых синфазных напряжений. Будем считать, что имеется достаточно большое петлевое усиление ( т.е. \( G_{OL}≫ G\) ) . Эквивалентное напряжение на входах усилителя равно: \[ V_{(+,-)}=\frac{V_{OCM}+GV_{in( CM )}}{G+1} \quad , \] где усиление для дифференциального сигнала \( G=R_f/R_g\) , а \( V_{in( CM )}\) – синфазное напряжение [* средняя точка ] входного дифференциального сигнала. Если вход однополярный ( второй вход заземлён ), то, подставляя \( V_{in}\)/2 вместо \( V_{in( CM )}\) , имеем: \[ V_{(+,-)}=\frac{V_{OCM}+GV_{in( CM )}/2}{G+1} \quad , \]

Отметим, что для балансного сигнала ( т.е. такого, у которого величина \( V_{in( CM )}\) фиксирована ) среднее напряжение на выводах (+) и (-) усилителя не меняется вслед за дифференциальным сигналом. Для однополярного входа картина совершенно иная: изменения входного сигнала вызывают соответствующее изменение входного синфазного напряжения [* средняя точка, т.е. ( \( V_{in+}+V_{in-}\) )/2\(=V_{in}\)/2 ] . Для последнего случая надо проверять максимальные значения входного сигнала на соответствие ограничениям на диапазон входных синфазных напряжений.

Можно, конечно, не затрудняться этими проблемами и просто взять усилитель с допустимым входным синфазным напряжением на уровне отрицательного питания, типа THS4521, описанного в §5.17.3 .

5.17.1.H Обратная связь по напряжению и по току

Все усилители вида «\(R_f/R_g\)» из табл. 5.10 ( стр. 375 ) - это обычные усилители с обратной связью по напряжению ( VFB ). Единственное исключение - LMH6552/3 с обратной связью по току ( CFB ). Обратная связь по напряжению при больших усилениях хорошо работает с ограничением рабочей полосы с помощью конденсатора, повешенного параллельно резистору обратной связи ( такой приём помогает снизить интегральное шумовое напряжение \(v_n=e_n\sqrt{\mathrm{GBW}}\) , чрезмерный уровень которого для большинства рассматриваемых здесь усилителей прямо соотносится с большой шириной рабочей полосы ). Рабочая полоса по точке \( f_{3dB} \) у CFB усилителей практически не зависит от усиления, а у VFB вариантов она обратно пропорциональна усилению с обратной связью ( \( f_{3dB}=\mathrm{GBW}/G_{OL}\) ) . Подробности в Части X4 .

5.17.1.I Резисторы задания коэффициента усиления

Большие номиналы \(R_f\) и \(R_g\) могут вызвать проблемы из-за паразитной ёмкости печатной платы и монтажа. Для примера, сопротивление \(R_f\) выше 1 kΩ приводит к выбросу на АЧХ не самого быстрого 145-мегагерцового THS4521 ( рис. 5.99 ). Сдвоенные и счетверённые усилители имеют те же проблемы из-за разварки кристалла в корпусе, поэтому, если нужна плотная упаковка, следует брать экземпляры с фиксированным усилением. Кроме того, большие номиналы \(R_f\) и \(R_g\) приводят

  1. к потере скорости,
  2. к увеличению ошибок смещения из-за относительно больших входных токов быстрых биполярных усилителей и
  3. к увеличению шумового напряжения, приведённого ко входу.

Последнее растёт как из-за теплового шума резисторов, так и из-за падения напряжения на \(R_f\) , вызванного шумом входного тока.

Рис.5.99 Большие номиналы масштабирующих резисторов вызывают появление выброса на АЧХ, как показано на этих графиках из паспортных данных на THS4521, включённого с единичным усилением ( \(R_f=R_g\) )

Чтобы чуть размочить эту сухую теорию, вновь рассмотрим THS4521, навесив на него немного экстремальные \(R_f=R_g\)=100 kΩ . График на рис. 5.99 показывает десятикратное сокращение полосы и большой выброс на АЧХ ( его можно найти только у VFB, но не у CFB ), который давится небольшой ёмкостью в параллель обоим резисторам обратной связи, но полоса при этом сократится ещё сильнее 100 . Здесь, правда, можно выдать нужду за добродетель и заявить, что конденсаторы всё равно требовались для задания верхней рабочей частоты схемы.

==379

Что можно сказать о смещении? Входной ток усилителя 650 nA (тип.) создаёт на сопротивлении 100 kΩ падение напряжения 65 mV . Правда, токи двух входов достаточно хорошо согласованы: по спецификации в пределах \(Δ I_b\)=±50 nA (тип.), т.е. разница падений на входах будет 5 mV . Это уже гораздо лучше, но всё равно серьёзно ухудшает типовое паспортное значение \( V_{os}\)=±0.2 mV ( ±2 mV max ). Чтобы сохранить точностные параметры усилителя номиналы \(R_f\) и \(R_g\) следует выбирать меньше 10 kΩ .

Наконец, шум. Есть две составляющие: тепловой шум резисторов ( \(e_n=\sqrt{4kTR}=(0.13\sqrt R ){\space} nV/\sqrt{Hz}\) ) и падение напряжения, создаваемое шумовым током усилителя ( \(e_n=I_bR_f\) ) . Для \(R_f\)=100 kΩ тепловой шум составляет 40 nV/\(\sqrt{Hz}\) , а падение, вызванное токовым шумом \(i_n\)=0.6 pA/\(\sqrt{Hz}\) , составит 65 nV/\(\sqrt{Hz}\). Обе цифры, сложенные по стандартной формуле корень из суммы квадратов ( 76 nV/\(\sqrt{Hz}\) ) , катастрофически ухудшают данные самого усилителя ( 4.6 nV/\(\sqrt{Hz}\) тип. ). Все указанные цифры собраны в таблицу и дополнены результатами для \(R_f=R_g\)=10 kΩ и \(R_f=R_g\)=1 kΩ 101 .

Подытожим: если сравнивать с 1 kΩ , масштабирующие резисторы 100 kΩ снижают полосу в 10 раз, увеличивают напряжение смещения в 25 раз и увеличивают шумовое напряжение, приведённое ко входу, в 16 раз. Короче, вряд ли вам это нужно. Зато можно ставить что-либо порядка 2.49 kΩ , 4.99 kΩ или даже 10 kΩ , разменивая ухудшение полосы, шума и точности на увеличение входного сопротивления.

—3dB Offset Input-referred noise Bandwidth voltage* \/4kTR inR_f Total* R_f,R_g ( MHz) (mV, typ) (nV/^Hz) (nV/\sqrt{Hz}) (nV/\sqrt{Hz}) 1k 150 ±0.2 4 0.7 4.6 10k 45 ±0.5 13 6.5 15 100k 15 ±5 40 65 76 * Includes VOS and en of the amplifier.

5.17.1.J Выходной импеданс для синфазного сигнала

Потенциал, приложенный к выводу «Vocm», устанавливает выходное синфазное напряжение. Иначе говоря, дифференциальные усилители имеют низкий выходной импеданс для синфазного сигнала. Обычно это именно то, что нужно, и именно для этих целей в ИС имеется контакт «Vocm». Но данное свойство может создавать проблемы при работе на удалённую нагрузку, которой требуется устанавливать свой средний уровень. Такое часто происходит с балансными аудио- и видеосигналами, передаваемыми на большие расстояния по витым парам.

Ситуация иллюстрируется рис. 5.100B . Подавая на вывод «Vocm» среднее выходное напряжение из линии связи, можно получить усилитель, который отдаёт управление нагрузке. На практике нагрузка может быть даже заземлена на каком-то из концов, но теперь сигнал на другом конце будет меняться симметрично относительно земли с полным требуемым размахом 102 . Есть несколько усилителей, специально предназначенных для такого рода включения, чья конструкция имеет высокий выходной импеданс для синфазного сигнала. Один пример уже упоминался ( DRV134 - аналог SSM2142 ) на рис. 5.93 . Другой отличный вариант - THAT1606 - ИС компании со странным названием THAT Corporation 103 [* по-английски «that corporation» ≡ «та корпорация»] .

Рис.5.100 Синфазное выходное напряжение дифференциального усилителя устанавливается контактом «Vocm» ( состояние по умолчанию для неподключённого вывода - средняя точка питания ). (A) Обычная конфигурация, имеющая малый импеданс в режиме синфазного сигнала. Но для балансных линий часто требуется, чтобы средним уровнем управляла приёмная сторона. В этом случае можно включить дифференциальный усилитель по схеме (B), имитируя высокое \(Z_{out}\) для синфазного режима или использовать изолирующий трансформатор, или балун

Традиционно такие проблемы решаются изолирующими трансформаторами. Они же помогают преобразовывать сигналы из однополярной формы в дифференциальную и обратно ( подобные трансформаторы известны под именем «balun» ). Но трансформаторы громоздки, ограничены по полосе и линейности и недёшевы. Дифференциальные усилители с высоким \(Z_{out}\) для синфазного режима могут служить вполне пристойной заменой.

==380

5.17.2 Пример использования дифференциального усилителя: широкополосная аналоговая линия передачи

Тему дифференциальных усилителей завершают несколько примеров: широкополосная аналоговая линия передачи по витой паре и несколько этюдов на тему дифференциальных входов АЦП.

В §5.14.2.F описывалось использование разностного усилителя в качестве приёмника аналогового сигнала с витой пары. В той схеме \(R_4C_1\) отвечал за подъём АЧХ на высоких частотах ( «эквализацию» или частотную коррекцию ), чтобы скомпенсировать увеличивающееся затухание сигнала в кабеле. Для получения законченной линии связи требуется дифференциальный передатчик.

Законченная схема показана на рис. 5.101 . В данном случае используется пара передатчик/приёмник EL5170/72 фирмы Intersil. Выпускается и версия с тремя каналами ( EL5370/72 ) для передачи сигналов цветности. На десятках метров компьютерного кабеля «Cat-5» при не слишком большой эквализации на приёмном конце легко достигаются частоты в десятки мегагерц. Коаксиальный кабель гораздо лучше, и две 50-омные линии заменяют 100-омную витую пару. Как обычно балансный сигнал в сочетании с отличным КОСС приёмника ( здесь 95 dB тип. ) обеспечивает высокую степень защиты от наводок.

Рис.5.101 Пример широкополосного аналогового канала передачи по сетевому кабелю Cat-5. Микросхемы EL5370/72 содержат три идентичных передатчика/ приёмника в корпусе и удобны для передачи аналогового видеосигнала ( в формате RGB, S-Video или YPbPr ) по одному кабелю ( в нём 4 пары ). См. также рис. 5.71

5.17.3 АЦП с дифференциальными входами

Многие аналого-цифровые преобразователи требуют дифференциального входного сигнала. Это практически обязательное требование для высокоскоростных моделей ( например, конвейерных флэш-АЦП ) и схем, известных как «АЦП последовательного приближения с переносом заряда» и «сигма-дельта» ( об АЦП и всём, что с ними связано, повествует Часть 13 ). Но схемотехника входов часто слишком упрощена, и внутренние переключаемые ёмкости создают броски тока на входных клеммах, из-за чего обязательным элементом становится внешняя входная шунтирующая ёмкость. Дополнительным неудобством является необходимость соответствия полного размаха входного сигнала диапазону преобразования ( который может включать потенциал земли, а может и не включать ), но без выхода за диапазон питания АЦП, т.к. это ведёт к повреждению защитных диодов и эффектам тиристорного защёлкивания.

5.17.3.A Первый вариант: драйвер АЦП с однополярным питанием и смещением, задаваемым через вывод «Vocm»

На рис. 5.102 показаны два шага разработки входного каскада для АЦП с дифференциальными входами с однополярным питанием. Первая схема строилась вокруг AD9225 ( конвейерный флэш-АЦП, 12 разрядов, 25 Msps , питание аналоговой части - однополярный источник +5V и отдельный вывод питания интерфейсной части от +3 до +5V ). Входной диапазон можно задавать: 0...2 V или 0...4 V , кроме того, ИС выдаёт наружу напряжение средней точки шкалы преобразования ( +1 или +2V ), которое надо использовать для подстройки средней точки выходного сигнала дифференциального усилителя ( через контакт «Vocm» ).

Рис.5.102 Дифференциальные АЦП: питание и уход. (A) У AD9225 есть контакт опорного потенциала середины шкалы «Vref», чтобы выставлять уровень синфазного напряжения, но входной сигнал AD8139 не может приближаться к потенциалам шин питания ближе чем на 1V . (B) У THS4521 есть не слишком распространённое свойство: он допускает входные напряжения, равные напряжению отрицательного питания ( здесь земля )

==381

Подключение дифференциального усилителя к тому же источнику, что и АЦП гарантирует, что сигнал на входе преобразователя не выйдет за диапазон питания. Дифференциальный усилитель AD8139, выбранный в данном случае, имеет низкий шум ( 2.2 nV/\(\sqrt{Hz}\) ) , широкую рабочую полосу ( ∼15 MHz при G=20 ) и RR выход, что позволяет задействовать весь входной диапазон преобразователя. На входе АЦП включена пара рекомендованных производителем резисторов, которые вместе с шунтирующим конденсатором формируют спектральный фильтр и, кроме того, давят звон от переключающих цепей преобразователя 104 .

Теперь о грустном. Плохие новости состоят в том, что из входного рабочего диапазона большинства дифференциальных усилителей, включая выбранный выпадает потенциал земли: рабочая область отстоит от любого из уровней питания примерно на вольт. Это значит, что нельзя подсоединить один из выводов к земле и подавать на другой небольшой сигнал 105 . Усилитель позволяет работать с расщеплённым источником, например, ±5V , которые помогают решить проблему входного сигнала, но тогда нужно думать о порядке включения источников и ограничении тока через защитные диоды АЦП.

5.17.3.B Второй вариант: однополярный входной усилитель с нулевым синфазным напряжением

Что делать в такой ситуации? Искать усилитель с однополярным питанием, который допускает потенциал отрицательной шины на входе. Именно это сделано во второй схеме. Синфазный входной сигнала THS4521 включает потенциал земли ( вход с уровнем отрицательного питания - NRI ), а фактически гарантирует корректную работу с сигналами до –0.1V 106 . Кроме того, у него нужные RR выходы, но больше шума ( 4.6 nV/\(\sqrt{Hz}\) ) и немного ниже скорость, чем у AD8139 ( 18 MHz для G=5 ).

В паре с усилителем используется ADC14L040 - более точный и быстрый АЦП ( 14 разрядов, 40 Msps ), работающий от одного источника питания +3.3 V и потребляющий меньше ( 235 mW против 335 mW ). Рабочий диапазон АЦП ±0.5 V может располагаться в любом месте между уровнями 0.5 и 2.0 V . Для привязки «Vocm» можно было бы использовать вывод внутреннего опорного источника 1.5 V , но если оставить «Vocm» неподключённым, то по умолчанию синфазное напряжение на выходе будет равно половине питания ( +1.65V ) и подойдёт под заданные условия. Как и ранее на входе АЦП стоит рекомендованный производителем фильтр.

==382

Имея АЦП с большим разрешением, например 14 разрядов, стоит проверить, как вносимый усилителем шум и степень согласования резисторов соотносятся с весом младшего разряда. Если принять во внимание входное усиление, то LSB равен 400 mV/214 или 25 μV . Плотность шума усилителя ( 4.6 nV/\(\sqrt{Hz}\) ) и некоррелированный шум резисторов ( 2.7 nV/\(\sqrt{Hz}\) ) вместе дают 5.3 nV/\(\sqrt{Hz}\) или около 18 μVrms в полосе 12 MHz усилителя с RC фильтром. Другими словами, шумовое напряжение сравнимо с величиной LSB . Результат нормальный, хотя было бы приятно видеть чуть меньшие цифры 107 . На вопрос можно смотреть иначе: на фоне скорости и разрешения устройства даже относительно малые уровни шума смотрятся плохо. Проблему можно решить двояко: можно порезать полосу ( если высокая скорость не нужна ) или работать только со старшими 12-ю разрядами.

5.17.3.С Третий вариант: трансформаторная развязка

Если связь по постоянному току не нужна, то согласование дифференциальных входов АЦП удобно выполнять с помощью широкополосного трансформатора. Такой метод активно используется в радиотрактах, поэтому имеется масса небольших трансформаторов в корпусах для поверхностного монтажа. Схема показана на рис. 5.103 . Средняя точка шкалы АЦП, развязанная правильным образом, используется для задания среднего уровня сигнала, а резистивный терминатор соответствует преобразованному трансформатором импедансу источника. Указанный на схеме коэффициент трансформации 1:2 преобразует импедансы как квадрат отношения, т.е. 50 Ω в 200 Ω . Такая схема изящно решает проблемы входных и выходных диапазонов шума и т.п., но не имеет естественной защиты от перегрузки АЦП.

Рис.5.103 Согласование дифференциального АЦП с помощью широкополосного трансформатора. Такие элементы имеют отличный КОСС и отношение верхней и нижней частот рабочего диапазона на уровне 10'000:1

5.17.4 Согласование импедансов

Дифференциальные усилители часто используются в высокочастотных схемах, где однополярный вход должен быть корректно согласован с импедансом источника ( обычно 50 Ω ). Это особенно важно для подавления отражений, когда сигнал проходит через длинные линии связи ( см. Приложение _H ). Дело это не сложное, если подходить с умом 108 .

==383

Ситуация с подключением дифференциального усилителя варианта _D ( рис. 5.96D ) показана на схеме 5.104 . Дополнительный резистор \(R_T\) выбирается так, чтобы источник сигнала видел входное сопротивление, равным \(R_S\) ( т.е. \(R_T∥R_{in}=R_S\) ) . Следует особо подчеркнуть, что неинвертирующий вход усилителя не является виртуальной землёй, поэтому в соответствии с формулой на рисунке \(R_{in}\) несколько больше, чем \(R_{G1}\) . Резисторы обратной связи \(R_F\) в дифференциальных усилителях обычно имеют одинаковые номиналы, а масштабирующие резисторы \(R_G\) различаются, чтобы учесть конечный импеданс точки \( V_{in}\) . Т.е. \(R_{G2}\) должен быть больше, чем \(R_S∥R_T\) . Наконец, резистор обратной связи \(R_F\) нужно подстраивать, чтобы восстановить нужное значение усиления.

Рис.5.104 Согласование однополярного сигнала с дифференциальным усилителем: формулы для расчётов

Отметим, что усиление определяется в терминах \( V_{in}\) , т.е. источник сигнала нагружен. Это представляется разумным, потому что амплитуда сигнала ( от генераторов и т.п. источников ) специфицируется в нагруженном состоянии.

В качестве примера, для источника 50 Ω , G=2 и \(R_{G1}\)=200 Ω вычисления дают ( выбирается ближайший номинал из стандартного ряда 1% -резисторов E96 ): \(R_T\)=60.4 Ω , \(R_{G2}\)=226 Ω и \(R_F\)=412 Ω .

В отличие от ситуации с ВЧ-СВЧ, на низких частотах ( в т.ч. звуковом диапазоне ) согласование источника сигнала не обязательно. В этом случае \(R_T\) не устанавливается, \(R_{G2}\) принимает значение \(R_S+R_{G1}\) , а усиление, определяемое теперь как для разомкнутой цепи, будет равно \( G=R_F/R_{G2}\) .

5.17.5 Выбор дифференциального усилителя

Не все дифференциальные усилители созданы равными. Есть масса тонких неочевидных моментов, связанных с полосой, точностью, нагрузочной способностью, напряжением питания и т.д. Здесь даётся набор соображений и советов, касающихся в основном усилителей, перечисленных в табл. 5.10 ( стр. 375 ).

5.17.5.A Напряжение питания, RR возможности выхода

В первую группу табл. 5.10 попали высоковольтовые дифференциальные усилители с уровнями питания от ±12 V до ±15 V ( хотя некоторые могут работать и при ±5V ). Они обычно используются с расщеплёнными ( отдельными ) источниками питания, но большая часть всё равно имеет вывод «Vocm», чтобы задавать среднюю точку сигнала для АЦП с одним источником питания. Такая возможность - первое отличие. Многие ОУ имеют внутренний делитель, задающий уровень средней точки по умолчанию. Делитель требует внешнего развязывающего конденсатора. Исходный потенциал может быть переопределён внешним напряжением, например, с вывода середины шкалы АЦП ( см. рис. 13.29 в §13.6.2 ). Необходимо проверять справочные данные на обе микросхемы: иногда бывает нужен промежуточный буфер ( по аналогии с рис. 5.86 ).

Следует учитывать, что термин «максимальное амплитудное значение выходного дифференциального напряжения» означает ( \( V_{a+} — V_{b—}) + ( V_{b+} — V_{a—}\) ) , т.е. в два раза выше амплитудного значения выхода на любом отдельном выводе.

[* Пусть исходно потенциал на выводе \( A\) имеет наивысшее возможное значение, а \( B\) - самое низкое. Напряжение \( A\) идёт вниз, доходит до самого низкого возможного значения и становится тем самым равным напряжению \( B\) . Прошли один полный диапазон несимметричного сигнала. Теперь вывод \( A\) остаётся на самом низком уровне, а вывод \( B\) идёт вверх и доходит до самого высокого потенциала. Прошли ещё один полный диапазон несимметричного сигнала. В сумме имеем двойное напряжение полного размаха ].

Данный параметр у высоковольтовых усилителей имеет достаточно высокое значение > 50 Vpp ( каждый вывод может иметь уровень ±12.5 V ) и даже более при питании ±18 V . Очень полезное для драйверов линии свойство. Полностью дифференциальные THAT1606, OP1632 и LME49724 и усилитель с однополярным входом DRV134 отлично подходят для таких задач ( см. §13.9.11.D ). Как уже говорилось, дифференциальные усилители могут работать с однополярными сигналами. Если нужны самые низкие искажения, то все четыре перечисленных усилителя нужно подключать к низкоомному источнику сигнала, например, выходу другого ОУ.

Далее в табл. 5.10 ( стр. 375 ) идут низковольтовые микросхемы. Большинство высокочатотных дифференциальных усилителей относится к этому типу и ограничена максимальным уровнем питания ±5V и меньше. Какие-то ИМС не могут работать при полном питании, превышающем 5V ( или в некоторых случаях даже 3.3 V ). Некоторые могут работать от +2.7 V или +3.3 V , другие требуют минимум +5V .

Часть низко- среднечастотных низковольтовых ИС имеют RR выход. Их удобно использовать на входе АЦП с однополярным питанием, которые не разрешают появления на выводах сигналов, выходящих за уровни питания. Чтобы удовлетворить указанному требованию, надо просто подключить АЦП и ОУ к одному источнику. Здесь следует иметь в виду, что у некоторых экземпляров высокочастотные свойства могут быть несовместимы с работой вблизи потенциалов питания. Например, LTC6404 с полосой 600 MHz , уже начиная с 10 MHz , показывает катастрофический рост искажений для сигналов, приближающихся к уровням питания ближе, чем на 400 mV .

Альтернативой RRO в деле защиты входов АЦП может служить усилитель со встроенной схемой ограничения выходного сигнала. Этим приятным свойством обладает LMH6553. Он относится к CFB усилителям, имеет отличную полосу на больших усилениях, но очень шумный ( пояснения ниже ).

==384

5.17.5.B Входной синфазный сигнал и отрицательный уровень питания

Многие из перечисленных ИС имеют внутри суммирующий узел, потенциал которого должен быть не менее чем на вольт выше уровня отрицательного питания ( низковольтовый THS4521 - исключение ). Это не обязательно означает, что входной сигнал также нельзя доводить до уровня отрицательного источника, особенно если усилитель включён по полностью дифференциальной схеме с небольшим усилением ( например, G=1 или 2 ). См. §5.17.1.G и §5.17.3 .

Девять моделей ( помеченных в колонке «RRO» табл. 5.10 символами «w» и «v» ) позволяют опускать суммирующий узел вплоть до уровня \(-V_{EE}\) . В справочных данных должно заявляться что-либо подобное «Common-Mode Input Range Includes the Negative Rail» или «NRI» . В большинстве случаев такой режим работы не ухудшает параметров усилителя, в отличие от описанного выше роста искажений RRO усилителей на пиках амплитуды выходного сигнала 109 . Свойство очень полезно, если полностью дифференциальный усилитель используется в качестве преобразователя из однополярного сигнала с заземлённым входом (–) в дифференциальный ( рис. 5.102B ). Но здесь следует соблюдать осторожность: если какой-либо из входов суммирующей точки опустится ниже паспортного значения –0.2 V или ниже \(-V_{EE}\) , может произойти реверс фазы на выходе, как это происходит в старых ( но по-прежнему популярных ) ОУ с однополярным питанием LM324 и LM358 110 .

5.17.5.C Низкий входной импеданс Zin

Большая часть усилителей имеет достаточно низкое входное сопротивление, особенно при высоких коэффициентах усиления, потому что \(R_f\) имеет низкий номинал, а \(Z_{in}\) в первом приближении равен \(R_f\)/G ( исключения: LTC6416 и серия EL5170 ). Модели с более высоким входным сопротивлением шумят больше. Основная причина - тепловой шум резисторов ( исключение: AD8352; он построен по схеме _F ( рис. 5.97F ), а не по схеме _D ( рис. 5.96D )).

Проблемой также является согласование импедансов, особенно если речь идёт о высоких частотах ( выше 30 MHz , даже если печатные проводники короткие ). Низкое входное сопротивление \(Z_{in}\) усложняет согласование с импедансом источника и норовит испортить коэффициент усиления. Нужные формулы есть в §5.17.4 .

5.17.5.D Напряжение смещения, КОСС

Многие усилители из табл. 5.10 ( стр. 375 ) имеют посредственные параметры по постоянному току и в частности плохие цифры напряжения смещения. Изрядная доля таких ИМС имеет фиксированное усиление и внутренние резисторы ( как, например, схема D3 ( рис. 5.96D3 ). Неприятностей добавляет зависимость от \( V_{OCM}:\) дифференциальным усилителям свойственен рост входного смещения при высоких уровнях синфазного сигнала на выходе. На это накладывается недостаточная согласованность резисторов: при рассогласовании номиналов на 1% \( V_{OCM}\) величиной 1.5 V вызовет появление на входе смещения 15 mV . А вот «голые» усилители ( схема _D ( рис. 5.96D ) имеют как раз приятно низкие значения смещения, но цифры, конечно, немедленно вырастут, если в качестве масштабирующих брать 1%-резисторы. К потерям точности приводит и рассогласование сопротивления линий связи между источником и дифференциальным усилителем.

Если бы в таблице нашлось место для колонки «КОСС», то можно было бы обнаружить такое же расхождение между «голыми» усилителями и ИМС с фиксированным усиление, и по тем же причинам. Вот два примера из справочных данных: голый ADA4932 имеет типичный КОСС 100 dB , а ADA4950 с фиксированным усилением - всего 69 dB . Аналогично, LTC1992 ( 90 dB ) и LTC1992-10 с фиксированным усилением ( 60 dB ).

Во многих полностью дифференциальных схемах КОСС не важен, но если он всё же требуется, надо брать 0.1%-резисторы или согласованные сборки. Кроме того, надо учитывать ёмкости печати и монтажа, которые начинают работать на высоких частотах: чтобы добиться согласования 80 dB на частоте 1 MHz с масштабирующими резисторами 500 Ω надо сбалансировать ёмкости ветвей с точностью 0.03 pF ! Ну, и, чтобы довершить эту благостную картину, на каждую декаду увеличения частоты КОСС будет снижаться на 20 dB .

Чуть лучшую картину дают схемы _E и _F ( рис. 5.97EF ). Члены семейства EL5170 фирмы Intersil имеют КОСС 80 dB , что очень неплохо ( вот только смещение 25 mV ), а AD8352 от Analog Device хвалится 60 dB на 100 MHz при 6 mV смещения, и оба менее чувствительны к разбалансу сопротивлений на входе, чем схема _D ( рис. 5.96D ).

5.17.5.E Фиксированное усиление, задание усиления внешним резистором

Одним из мотивов выбора моделей с фиксированным усилением является более высокая точность коэффициента усиления ( по крайней мере, у большей их части ), чем можно получить, используя отдельные резисторы. Например, ошибки усиления для наихудшего случая составляют ±0.04% для LMP3712 ( NSC/TI ), ±0.15% для PGA280 ( Burr-Brown/TI ) и ±0.08% для AD8270.

Простота использования таких МС выглядит очень привлекательно, но и у некоторых моделей с внешним резистором есть свои интересные стороны. Например, THS4520 ( TI ) и ADA4932 ( AD ) потребляют гораздо меньше, чем сравнимые по параметрам конкуренты, из THS4520, кроме того, можно сделать усилитель с G=10 и полосой 120 MHz .

==385

Модели с фиксированным усилением проще использовать на высоких частотах, потому что у них отсутствуют дополнительные внешние электрические соединения и связанные с ними проблемы паразитных емкостей. Зато большая их часть, за исключением ADL5561, имеет плохую абсолютную точность усиления ( графа «dG» в табл. 5.10 ), не позволяют ставить ограничивающий полосу конденсатор и стеснены небольшими значениями коэффициента усиления ( исключения - PGA870 и LT1993-10, но они много потребляют ).

5.17.5.F VFB, CFB, f3dB, GBW и фильтры

Лишь небольшое число усилителей с фиксированным усилением предоставляют дополнительную возможность фильтровать сигнал. Здесь опять отличилась LTC: в её серии LT6600 есть возможность собрать фильтр 4-го порядка на одну из пяти предлагаемых частот в диапазоне 2.5—20 MHz [* в оригинале «five fixed fourth-order filter frequencies» - FFFFF] .

Все модели с регулируемым усилением имеют обратную связь по напряжению ( исключения - LMH6552/3 ). Для G ≥ 4 они подчиняются «правилу GBW»: \( f_{3db}\space \)=GBW/G , но здесь следует учесть, что табличные цифры полосы заметно выше ( в 1.5 и более раз ), чем произведение GBW микросхем, потому что в таблицу заносятся цифры для единичного усиления, где из-за выброса на АЧХ частота по уровню «-3dB» возрастает. Проблема в том, что у некоторых моделей выброс при G=1 может быть столь значительным, что включать их в таком режиме становится неинтересно. Как обычно, надо изучать паспортные данные, графики и т.д., чтобы выяснить реальное положение дел и в том числе важную величину GBW . Так как речь идёт о VFB усилителях, которые спокойно переносят конденсатор в параллель резистору обратной связи можно увеличить \(R_f\) ( и повысить входной импеданс) и поставить в параллель небольшой \( C_f\) , ограничивающий рабочую полосу, чтобы управлять величиной выброса и менять рабочую частоту 111 .

5.17.5.G Выброс на АЧХ, GBW и полоса по уровню 0.1 dB

Выброс на АЧХ - враг хороших цифр «полосы по уровню 0.1 dB». Эта цифра может сильно улучшиться при больших усилениях, когда выброс исчезает. Возьмём, например, ALD5561, знаменитый шириной полосы по уровню «-3dB» - 2900 MHz при минимально возможном усилении ( G=2 ). Его полоса по уровню 0.1 dB в этом режиме обескураживает - всего каких-то 200 MHz , или 7% от полосы по уровню «-3dB». При максимальном усилении ( G=6 ) полоса «-3dB» чуть сокращается ( 1800 MHz ), зато по уровню 0.1 dB увеличивается до 600 MHz , т.е. уже до 33% от полосы «-3dB». Данный факт отчётливо виден на графике из справочных данных ( рис. 5.105 ). Не исключено, что время установления тоже уменьшается ( из-за отсутствия звона ), но этот параметр не специфицируется.

Рис.5.105 Выброс на АЧХ при малых усилениях расширяет полосу по уровню «-3dB» за счёт увеличения неравномерности характеристики

Некоторые модели доступны в сдвоенных конфигурациях ( это отмечается в колонке «Comments» табл. 5.10 ), что может быть полезно для построения схем с согласованным временем реакции.

5.17.5.H Скорость нарастания, время установления, полоса для большого сигнала

Как и в случае обычных быстрых ОУ у дифференциальных усилителей наблюдается гораздо более широкая рабочая полоса для малых сигналов ( ∼100 mV ), нежели для больших ( ∼2V ). Эффект обусловлен скоростными ограничениями: выходной размах снижается по мере приближения к пределу скорости нарастания. Например, у ADA4932 фирмы Analog Devices паспортная скорость нарастания 2800 V/μs . Это означает, что синусоидальный сигнал амплитудой 1V может иметь максимальную частоту \( f=S/2πA\)=445 MHz . Справочные данные на микросхему сообщают, что для выходной амплитуды 100 mV частота по уровню «-3dB» равна 560 MHz ( а если снизить \(R_f\) , то и вовсе 1 GHz ), а для амплитуды 2 Vpp всего 360 MHz . Есть микросхемы с бОльшими скоростями нарастания: ALD5561 имеет 10 kV/μs , позволяя получить 2 Vpp для сигнала 1.56 GHz 112 .

==386

5.17.5.I Искажения

OP1632 и LME49724 - две высоковольтовые ИС - часто используются в профессиональной звуковой аппаратуре. Их искажения показаны на рис. 5.43 и позволяют надеяться, что полностью дифференциальные схемы с использованием таких усилителей будут иметь меньший уровень искажений, чем однополярные, по крайней мере для 2-ой гармоники ( симметричной ). LME49724 и в самом деле отлично смотрится в области –140 dB , хотя LME49990 и OPA134 на графиках выглядят лучше.

На рис. 5.106 показан уровень искажений ( по данным производителей ) для нескольких дифференциальных усилителей из табл. 5.10 ( стр. 375 ) в полосе до 100 MHz . Ранее уже подчёркивалось, что условия измерения на уровень искажений не стандартизованы. Это затрудняет прямое сравнение. В паспортах часто можно найти множество графиков искажений для различных усилений, нагрузок, амплитуд и уровней питания, в которых размах 2-ой и 3-ей гармоник приводятся отдельно.

Рис.5.106 Зависимость уровня общих гармонических искажений ( THD ) от частоты по данным производителей для нескольких усилителей из табл. 5.10 ( стр. 375 )

При расчёте искажений, которые в таблице не приводятся, следует проявлять осторожность. Скажем, полоса ADA4932 равна 560 MHz ( или 360 MHz для большого сигнала ), но отличные цифры искажений, заявленные для его входного каскада ( –90 dB при 20 MHz ), блёкнут, если обратить внимание, что они теряют почти порядок величины уже на 50 MHz , т.е. гораздо ниже заявленной рабочей полосы 360 MHz .

При рассмотрении рис. 5.43 и 5.44 уже отмечалось, что между малыми искажениями на высоких частотах и скоростью ( высоким GBW и скоростью нарастания ) имеется прямая связь. Это очень хорошо видно по поведению графиков на рис. 5.106 выше 1 MHz . Упоминавшийся ранее 145-мегагерцовый THS4521 плохо смотрится уже на 5 MHz , особенно если сравнивать с THS4511 ( 1.6 GHz ). Входной рабочий диапазон обоих усилителей включает уровень отрицательного питания ( «NRI» ) 113 . Четыре лучших представителя имеют искажения ниже –100 dB на 20 MHz , а, скажем, лучший в классе однополярных ОУ AD8045 - только на 7 MHz , см. рис. 5.44 . Другими словами, на высоких частотах ( выше 10 MHz ) полностью дифференциальные усилители выигрывают по уровню искажений у однополярных ОУ.

Как будет видно из Части 13 , 16-разрядные АЦП доросли уже до 250 Msps ( например, AD9467, см. табл. 13.4 ). Их точность требует линейности 0.01% ( –80 dB искажений ) на частотах порядка 100 MHz . К счастью, разработчики дифференциальных усилителей возлагаемым на них надеждам соответствуют 114 .

5.17.5.J Шум, высокочастотные точки перегиба вида 1/f на графике шума

Закончим несколькими замечаниями о шуме. В таблицах есть цифры по шумовому напряжению, но нет по шумовому току. Зато есть входной ток \(I_b\) , по которому можно приблизительно оценить шумовой: он должен быть не меньше, чем доля дробового шума \(i_n=\sqrt{2qI_b}\) . Отметим, что входной ток CFB усилителей особенно велик, поэтому гораздо выше и токовый шум. В общем случае токовый шум CFB на порядок выше, чем у VFB.

В табл. 5.10 ( стр. 375 ) можно обнаружить много моделей с плотностью шума порядка 25...45 nV/\(\sqrt{Hz}\) . Если предположить, что на частотах выше 10 MHz она не растёт ( в этом можно убедиться по графикам из справочных данных ), то напряжение широкополосного шума будет \( V_n=e_n\sqrt{BW}\) , т.е. для упомянутых усилителей составит 175...700 μVrms для полосы 50...250 MHz . Это несколько выше, чем 30 μV младшего разряда 16-битных дифференциальных АЦП с полной шкалой 2 Vpp . Наличие добавочного псевдослучайного сигнала вещь полезная, но совершенно очевидно, что бОльшая часть усилителей даже при усилении G=1 шумит слишком сильно.

==387

В таблице есть и цифры из диапазона от 1.1 до 5 nV/\(\sqrt{Hz}\) , но они относятся к шумовым параметрам только усилительной части без учёта масштабирующих резисторов. В общем случае предполагается, что коэффициент усиления составляет 5 или 10 , что довольно разумно, если требуется пробиться сквозь шум собственного входного каскада усилителя. Многие модели указывают номинал \(R_f\) в районе 350...500 Ω . \(R_g\) для G=1 будет иметь такую же величину, и тепловой шум 2.4—2.8 nV/\(\sqrt{Hz}\) будет превышать собственный шум усилительной части. Для G=10 шум резистора 25...50 Ω уже меньше 1 nV/\(\sqrt{Hz}\) , что не сильно ухудшает параметры самого усилителя.

И, наконец, многие усилители имеют красивые табличные данные, но требуется в обязательном порядке проверять графики зависимости шума от частоты, т.к. очень многие МС имеют очень высокие частоты перегиба 1/\( f \) . Это особенно важно в случае токового шума, где перегиб может располагаться в районе 1 MHz и даже выше. Одним из примеров такого рода может служить документация на THS4508. У него на входе стоят pnp транзисторы ( чтобы обеспечить рабочий уровень сигнала вплоть до отрицательной шины питания ) и токовый шум выше 1 MHz составляет 4.7 pA/\(\sqrt{Hz}\) . Такой ток создаёт на резисторе 349 Ω плотность напряжения шума 1.6 nV/\(\sqrt{Hz}\) , что вполне неплохо по сравнению с собственным шумом микросхемы \(e_n\)=2.3 nV/\(\sqrt{Hz}\) . Но если поставить резисторы 1 kΩ , то шум будет уже 4.7 nV/\(\sqrt{Hz}\) и превысит собственный шум \(e_n\) усилителя. Допустимо такое положение или нет, зависит от конкретного устройства.

96 ADA4922-1 быстрее и точнее ( 0.05% ), но имеет фиксированное усиление G=1 . <-

97 В АЦП есть внутренний источник опорного напряжения разумной точности ( 0.5% ), но микросхема позволяет использовать внешнюю опору ( например, LT1790-4.096, ±0.05%, 10 ppm/°C , max ). Смотрится хорошо, но сильно помочь не сможет, потому что точность установки усиления системы ограничена цифрами LT6350 ( ±0.6% max ). Но усилитель тоже можно заменить: ADA4922-1 подойдёт. <-

98 Такой вариант работает и с усилением, меньшим единицы. В приступе умиления Analog Devices обозвали свои AD8475 ( с усилением 0.4 и 0.8 ) «funnel amplifier» [* по логике «масштабирующий усилитель»] ( get it? [* «уменьшающий усилитель» что-ли? не бачу ихнего юмора ] ). С его помощью можно ужать дифференциальный сигнал с 20 Vpp до 4 Vpp для передачи на низковольтный АЦП. <-

99 В справочных данных на «Прецизионный программируемый через SPI предварительный усилитель ( AFE ) с дифференциальными/ однополярными входами и выходами» LMP7312 говорится

«выход может быть включён как в однополярном, так и в дифференциальном режиме работы, причём уровень синфазного выходного напряжения устанавливает пользователь.»
<-

100 На этот результат можно посмотреть с другой стороны: производитель рекомендует такие величины резисторов, при которых некоторый выброс на АЧХ используется для расширения рабочей полосы. <-

101 Многие микросхемы ( в основном варианты _D ( рис. 5.96D ) и _E ( рис. 5.97E )) позволяют добавить конденсатор обратной связи, чтобы уменьшить рабочую полосу. Такое решение может вызвать у одних моделей неустойчивость на малых усилениях, а у других наоборот - повысить устойчивость, особенно, при больших номиналах резисторов. <-

102 Если указанный режим работы предполагается сделать основным, надо убрать небольшой фильтрующий конденсатор. <-

103 Входит в коллекцию трудно находимых имён, включающих «AND Displays» и «ON Semiconductor». Можете спросить у Гугла [* Гугель сильно поумнел и кажет результаты правильно] . <-

104 Повторим важный совет: при работе с высокоскоростными ИС особенно важно обращать внимание на специальные рекомендации в справочных данных. Скажем, для AD9255 вопросу выбора входных резисторов и конденсаторов отведена почти целая страница. <-

105 Исключая режим малых усилений. Но в схеме требуется G ≤ 1 , поэтому входные контакты AD8139 подтягиваются вверх к уровню 1V делителем \(R_fR_g\) . См. обсуждение в §5.17.1 . <-

106 Дифференциальные усилители, которые допускают работу вблизи земли обозначаются в табл. 5.10 ( стр. 375 ) буквами «w» и «v». К таким МС относятся LTC1992, LTC6605, LTC6601, LTC6404, THS4508 и THS4511. Они перекрывают частотный диапазон от 3 до 2000 MHz . <-

107 Кстати, иногда небольшой шум может исправить ситуацию, улучшая линейность и динамический диапазон. Такой метод называется «dithering» - подмешивание псевдослучайного сигнала. См., например, John Watkinson “The Art of Digital Audio” ( 3rd ed., 2001 ) или Vanderkooy & Lipshitz “Dither in digital audio”, J. Audio Eng. Soc., 35, (12), 966-975, ( 1987 ). <-

108 Будет полезно ознакомиться со статьёй фирмы Analog Devices MT-076 “Differential Driver Analysis”. <-

109 У некоторых усилителей, например, THS4008 и THS4511 в паспортных данных прямо указывается: «\( V_{-s}=0\)» и «input referenced to ground» . <-

110 Для LM358 есть улучшенная замена - LT1013/14, которые свободны от этого ужасного недостатка и имеют более высокие остальные параметры, но среди дифференциальных усилителей подобных замен нет. <-

111 Возвратимся к CFB усилителям LMH6553 и LMH6552. Они специфицируются с \(R_f\)=274 Ω и 357 Ω , которые соответствуют рабочим полосам 900 и 1500 MHz и скоростям нарастания 2300 и 3800 V/μs , причём все цифры получены при G=1 . В CFB усилителях можно радикально повысить усиление, практически не теряя в частоте. Скажем, для 1500-мегагерцового LMH6552 заявляется 800 MHz при усилении G=4 . Для больших усилений можно не сокращать \(R_i\) , а вместо этого увеличивать \(R_f\) . Эффект от такого увеличения в CFB - пропорциональное снижение скорости нарастания, но как раз она исходно очень велика. Увеличение шума вместе с увеличением \(R\) работает и для CFB. <-

112 AD8351 ( в таблицу не попал, но похож на AD8352 ) имеет полосу 3 GHz и скорость 13 V/ns [* 13000 V/μs ] , что позволяет выдавать 2 Vpp на частоте почти 2 GHz . <-

113 Если совсем точно, THS4521 работает за скромные 1.1 mA и имеет RR выходы, а THS4511 жрёт целых 39 mA и никаких RRO. <-

114 А как они, интересно, решают проблемы с ADC12D1800 фирмы NSC/TI ( 12 разрядов, 3.6 Gsps ) ? Похоже, только трансформаторы. И это ещё не самая быстрая модель. <-

Previous part:

Next part: