5.17 (II) Полностью дифференциальные усилители



==380

5.17.2 Пример использования дифференциального усилителя: широкополосная аналоговая линия передачи

Тему дифференциальных усилителей завершают несколько примеров: широкополосная аналоговая линия передачи по витой паре и несколько этюдов на тему дифференциальных входов АЦП.

В §5.14.2.F описывалось использование разностного усилителя в качестве приёмника аналогового сигнала с витой пары. В той схеме \(R_4C_1\) отвечал за подъём АЧХ на высоких частотах ( «эквализацию» или частотную коррекцию ), чтобы скомпенсировать увеличивающееся затухание сигнала в кабеле. Для получения законченной линии связи требуется дифференциальный передатчик.

Законченная схема показана на рис. 5.101 . В данном случае используется пара передатчик/приёмник EL5170/72 фирмы Intersil. Выпускается и версия с тремя каналами ( EL5370/72 ) для передачи сигналов цветности. На десятках метров компьютерного кабеля «Cat-5» при не слишком большой эквализации на приёмном конце легко достигаются частоты в десятки мегагерц. Коаксиальный кабель гораздо лучше, и две 50-омные линии заменяют 100-омную витую пару. Как обычно балансный сигнал в сочетании с отличным КОСС приёмника ( здесь 95 dB тип. ) обеспечивает высокую степень защиты от наводок.

5.17.3 АЦП с дифференциальными входами

Многие аналого-цифровые преобразователи требуют дифференциального входного сигнала. Это практически обязательное требование для высокоскоростных моделей ( например, конвейерных флэш-АЦП ) и схем, известных как «АЦП последовательного приближения с переносом заряда» и «сигма-дельта» ( об АЦП и всём, что с ними связано, повествует Часть 13 ). Но схемотехника входов часто слишком упрощена, и внутренние переключаемые ёмкости создают броски тока на входных клеммах, из-за чего обязательным элементом становится внешняя входная шунтирующая ёмкость. Дополнительным неудобством является необходимость соответствия полного размаха входного сигнала диапазону преобразования ( который может включать потенциал земли, а может и не включать ), но без выхода за диапазон питания АЦП, т.к. это ведёт к повреждению защитных диодов и эффектам тиристорного защёлкивания.

5.17.3.A Первый вариант: драйвер АЦП с однополярным питанием и смещением, задаваемым через вывод «Vocm»

На рис. 5.102 показаны два шага разработки входного каскада для АЦП с дифференциальными входами с однополярным питанием. Первая схема строилась вокруг AD9225 ( конвейерный флэш-АЦП, 12 разрядов, 25 Msps , питание аналоговой части - однополярный источник +5V и отдельный вывод питания интерфейсной части от +3 до +5V ). Входной диапазон можно задавать: 0...2 V или 0...4 V , кроме того, ИС выдаёт наружу напряжение средней точки шкалы преобразования ( +1 или +2V ), которое надо использовать для подстройки средней точки выходного сигнала дифференциального усилителя ( через контакт «Vocm» ).



==381

Подключение дифференциального усилителя к тому же источнику, что и АЦП гарантирует, что сигнал на входе преобразователя не выйдет за диапазон питания. Дифференциальный усилитель AD8139, выбранный в данном случае, имеет низкий шум ( 2.2 nV/\(\sqrt{Hz}\) ) , широкую рабочую полосу ( ∼15 MHz при G=20 ) и RR выход, что позволяет задействовать весь входной диапазон преобразователя. На входе АЦП включена пара рекомендованных производителем резисторов, которые вместе с шунтирующим конденсатором формируют спектральный фильтр и, кроме того, давят звон от переключающих цепей преобразователя ¹⁰⁴ .

Теперь о грустном. Плохие новости состоят в том, что из входного рабочего диапазона большинства дифференциальных усилителей, включая выбранный выпадает потенциал земли: рабочая область отстоит от любого из уровней питания примерно на вольт. Это значит, что нельзя подсоединить один из выводов к земле и подавать на другой небольшой сигнал ¹⁰⁵ . Усилитель позволяет работать с расщеплённым источником, например, ±5V , которые помогают решить проблему входного сигнала, но тогда нужно думать о порядке включения источников и ограничении тока через защитные диоды АЦП.

5.17.3.B Второй вариант: однополярный входной усилитель с нулевым синфазным напряжением

Что делать в такой ситуации? Искать усилитель с однополярным питанием, который допускает потенциал отрицательной шины на входе. Именно это сделано во второй схеме. Синфазный входной сигнала THS4521 включает потенциал земли ( вход с уровнем отрицательного питания - NRI ), а фактически гарантирует корректную работу с сигналами до –0.1V ¹⁰⁶ . Кроме того, у него нужные RR выходы, но больше шума ( 4.6 nV/\(\sqrt{Hz}\) ) и немного ниже скорость, чем у AD8139 ( 18 MHz для G=5 ).

В паре с усилителем используется ADC14L040 - более точный и быстрый АЦП ( 14 разрядов, 40 Msps ), работающий от одного источника питания +3.3 V и потребляющий меньше ( 235 mW против 335 mW ). Рабочий диапазон АЦП ±0.5 V может располагаться в любом месте между уровнями 0.5 и 2.0 V . Для привязки «Vocm» можно было бы использовать вывод внутреннего опорного источника 1.5 V , но если оставить «Vocm» неподключённым, то по умолчанию синфазное напряжение на выходе будет равно половине питания ( +1.65V ) и подойдёт под заданные условия. Как и ранее на входе АЦП стоит рекомендованный производителем фильтр.



==382

Имея АЦП с большим разрешением, например 14 разрядов, стоит проверить, как вносимый усилителем шум и степень согласования резисторов соотносятся с весом младшего разряда. Если принять во внимание входное усиление, то LSB равен 400 mV/2¹⁴ или 25 μV . Плотность шума усилителя ( 4.6 nV/\(\sqrt{Hz}\) ) и некоррелированный шум резисторов ( 2.7 nV/\(\sqrt{Hz}\) ) вместе дают 5.3 nV/\(\sqrt{Hz}\) или около 18 μVrms в полосе 12 MHz усилителя с RC фильтром. Другими словами, шумовое напряжение сравнимо с величиной LSB . Результат нормальный, хотя было бы приятно видеть чуть меньшие цифры ¹⁰⁷ . На вопрос можно смотреть иначе: на фоне скорости и разрешения устройства даже относительно малые уровни шума смотрятся плохо. Проблему можно решить двояко: можно порезать полосу ( если высокая скорость не нужна ) или работать только со старшими 12-ю разрядами.

5.17.3.С Третий вариант: трансформаторная развязка

Если связь по постоянному току не нужна, то согласование дифференциальных входов АЦП удобно выполнять с помощью широкополосного трансформатора. Такой метод активно используется в радиотрактах, поэтому имеется масса небольших трансформаторов в корпусах для поверхностного монтажа. Схема показана на рис. 5.103 . Средняя точка шкалы АЦП, развязанная правильным образом, используется для задания среднего уровня сигнала, а резистивный терминатор соответствует преобразованному трансформатором импедансу источника. Указанный на схеме коэффициент трансформации 1:2 преобразует импедансы как квадрат отношения, т.е. 50 Ω в 200 Ω . Такая схема изящно решает проблемы входных и выходных диапазонов шума и т.п., но не имеет естественной защиты от перегрузки АЦП.

5.17.4 Согласование импедансов

Дифференциальные усилители часто используются в высокочастотных схемах, где однополярный вход должен быть корректно согласован с импедансом источника ( обычно 50 Ω ). Это особенно важно для подавления отражений, когда сигнал проходит через длинные линии связи ( см. Приложение _H ). Дело это не сложное, если подходить с умом ¹⁰⁸ .



==383

Ситуация с подключением дифференциального усилителя варианта _D ( рис. 5.96D ) показана на схеме 5.104 . Дополнительный резистор \(R_T\) выбирается так, чтобы источник сигнала видел входное сопротивление, равным \(R_S\) ( т.е. \(R_T∥R_{in}=R_S\) ) . Следует особо подчеркнуть, что неинвертирующий вход усилителя не является виртуальной землёй, поэтому в соответствии с формулой на рисунке \(R_{in}\) несколько больше, чем \(R_{G1}\) . Резисторы обратной связи \(R_F\) в дифференциальных усилителях обычно имеют одинаковые номиналы, а масштабирующие резисторы \(R_G\) различаются, чтобы учесть конечный импеданс точки \( V_{in}\) . Т.е. \(R_{G2}\) должен быть больше, чем \(R_S∥R_T\) . Наконец, резистор обратной связи \(R_F\) нужно подстраивать, чтобы восстановить нужное значение усиления.

Отметим, что усиление определяется в терминах \( V_{in}\) , т.е. источник сигнала нагружен. Это представляется разумным, потому что амплитуда сигнала ( от генераторов и т.п. источников ) специфицируется в нагруженном состоянии.

В качестве примера, для источника 50 Ω , G=2 и \(R_{G1}\)=200 Ω вычисления дают ( выбирается ближайший номинал из стандартного ряда 1% -резисторов E96 ): \(R_T\)=60.4 Ω , \(R_{G2}\)=226 Ω и \(R_F\)=412 Ω .

В отличие от ситуации с ВЧ-СВЧ, на низких частотах ( в т.ч. звуковом диапазоне ) согласование источника сигнала не обязательно. В этом случае \(R_T\) не устанавливается, \(R_{G2}\) принимает значение \(R_S+R_{G1}\) , а усиление, определяемое теперь как для разомкнутой цепи, будет равно \( G=R_F/R_{G2}\) .

5.17.5 Выбор дифференциального усилителя

Не все дифференциальные усилители созданы равными. Есть масса тонких неочевидных моментов, связанных с полосой, точностью, нагрузочной способностью, напряжением питания и т.д. Здесь даётся набор соображений и советов, касающихся в основном усилителей, перечисленных в табл. 5.10 ( стр. 375 ).

5.17.5.A Напряжение питания, RR возможности выхода

В первую группу табл. 5.10 попали высоковольтовые дифференциальные усилители с уровнями питания от ±12 V до ±15 V ( хотя некоторые могут работать и при ±5V ). Они обычно используются с расщеплёнными ( отдельными ) источниками питания, но большая часть всё равно имеет вывод «Vocm», чтобы задавать среднюю точку сигнала для АЦП с одним источником питания. Такая возможность - первое отличие. Многие ОУ имеют внутренний делитель, задающий уровень средней точки по умолчанию. Делитель требует внешнего развязывающего конденсатора. Исходный потенциал может быть переопределён внешним напряжением, например, с вывода середины шкалы АЦП ( см. рис. 13.29 в §13.6.2 ). Необходимо проверять справочные данные на обе микросхемы: иногда бывает нужен промежуточный буфер ( по аналогии с рис. 5.86 ).

Следует учитывать, что термин «максимальное амплитудное значение выходного дифференциального напряжения» означает ( \( V_{a+} — V_{b—}) + ( V_{b+} — V_{a—}\) ) , т.е. в два раза выше амплитудного значения выхода на любом отдельном выводе.

[* Пусть исходно потенциал на выводе \( A\) имеет наивысшее возможное значение, а \( B\) - самое низкое. Напряжение \( A\) идёт вниз, доходит до самого низкого возможного значения и становится тем самым равным напряжению \( B\) . Прошли один полный диапазон несимметричного сигнала. Теперь вывод \( A\) остаётся на самом низком уровне, а вывод \( B\) идёт вверх и доходит до самого высокого потенциала. Прошли ещё один полный диапазон несимметричного сигнала. В сумме имеем двойное напряжение полного размаха ].

Данный параметр у высоковольтовых усилителей имеет достаточно высокое значение > 50 Vpp ( каждый вывод может иметь уровень ±12.5 V ) и даже более при питании ±18 V . Очень полезное для драйверов линии свойство. Полностью дифференциальные THAT1606, OP1632 и LME49724 и усилитель с однополярным входом DRV134 отлично подходят для таких задач ( см. §13.9.11.D ). Как уже говорилось, дифференциальные усилители могут работать с однополярными сигналами. Если нужны самые низкие искажения, то все четыре перечисленных усилителя нужно подключать к низкоомному источнику сигнала, например, выходу другого ОУ.

Далее в табл. 5.10 ( стр. 375 ) идут низковольтовые микросхемы. Большинство высокочатотных дифференциальных усилителей относится к этому типу и ограничена максимальным уровнем питания ±5V и меньше. Какие-то ИМС не могут работать при полном питании, превышающем 5V ( или в некоторых случаях даже 3.3 V ). Некоторые могут работать от +2.7 V или +3.3 V , другие требуют минимум +5V .

Часть низко- среднечастотных низковольтовых ИС имеют RR выход. Их удобно использовать на входе АЦП с однополярным питанием, которые не разрешают появления на выводах сигналов, выходящих за уровни питания. Чтобы удовлетворить указанному требованию, надо просто подключить АЦП и ОУ к одному источнику. Здесь следует иметь в виду, что у некоторых экземпляров высокочастотные свойства могут быть несовместимы с работой вблизи потенциалов питания. Например, LTC6404 с полосой 600 MHz , уже начиная с 10 MHz , показывает катастрофический рост искажений для сигналов, приближающихся к уровням питания ближе, чем на 400 mV .

Альтернативой RRO в деле защиты входов АЦП может служить усилитель со встроенной схемой ограничения выходного сигнала. Этим приятным свойством обладает LMH6553. Он относится к CFB усилителям, имеет отличную полосу на больших усилениях, но очень шумный ( пояснения ниже ).



==384

5.17.5.B Входной синфазный сигнал и отрицательный уровень питания

Многие из перечисленных ИС имеют внутри суммирующий узел, потенциал которого должен быть не менее чем на вольт выше уровня отрицательного питания ( низковольтовый THS4521 - исключение ). Это не обязательно означает, что входной сигнал также нельзя доводить до уровня отрицательного источника, особенно если усилитель включён по полностью дифференциальной схеме с небольшим усилением ( например, G=1 или 2 ). См. §5.17.1.G и §5.17.3 .

Девять моделей ( помеченных в колонке «RRO» табл. 5.10 символами «w» и «v» ) позволяют опускать суммирующий узел вплоть до уровня \(-V_{EE}\) . В справочных данных должно заявляться что-либо подобное «Common-Mode Input Range Includes the Negative Rail» или «NRI» . В большинстве случаев такой режим работы не ухудшает параметров усилителя, в отличие от описанного выше роста искажений RRO усилителей на пиках амплитуды выходного сигнала ¹⁰⁹ . Свойство очень полезно, если полностью дифференциальный усилитель используется в качестве преобразователя из однополярного сигнала с заземлённым входом (–) в дифференциальный ( рис. 5.102B ). Но здесь следует соблюдать осторожность: если какой-либо из входов суммирующей точки опустится ниже паспортного значения –0.2 V или ниже \(-V_{EE}\) , может произойти реверс фазы на выходе, как это происходит в старых ( но по-прежнему популярных ) ОУ с однополярным питанием LM324 и LM358 ¹¹⁰ .

5.17.5.C Низкий входной импеданс Z_in

Большая часть усилителей имеет достаточно низкое входное сопротивление, особенно при высоких коэффициентах усиления, потому что \(R_f\) имеет низкий номинал, а \(Z_{in}\) в первом приближении равен \(R_f\)/G ( исключения: LTC6416 и серия EL5170 ). Модели с более высоким входным сопротивлением шумят больше. Основная причина - тепловой шум резисторов ( исключение: AD8352; он построен по схеме _F ( рис. 5.97F ), а не по схеме _D ( рис. 5.96D )).

Проблемой также является согласование импедансов, особенно если речь идёт о высоких частотах ( выше 30 MHz , даже если печатные проводники короткие ). Низкое входное сопротивление \(Z_{in}\) усложняет согласование с импедансом источника и норовит испортить коэффициент усиления. Нужные формулы есть в §5.17.4 .

5.17.5.D Напряжение смещения, КОСС

Многие усилители из табл. 5.10 ( стр. 375 ) имеют посредственные параметры по постоянному току и в частности плохие цифры напряжения смещения. Изрядная доля таких ИМС имеет фиксированное усиление и внутренние резисторы ( как, например, схема D3 ( рис. 5.96D3 ). Неприятностей добавляет зависимость от \( V_{OCM}:\) дифференциальным усилителям свойственен рост входного смещения при высоких уровнях синфазного сигнала на выходе. На это накладывается недостаточная согласованность резисторов: при рассогласовании номиналов на 1% \( V_{OCM}\) величиной 1.5 V вызовет появление на входе смещения 15 mV . А вот «голые» усилители ( схема _D ( рис. 5.96D ) имеют как раз приятно низкие значения смещения, но цифры, конечно, немедленно вырастут, если в качестве масштабирующих брать 1%-резисторы. К потерям точности приводит и рассогласование сопротивления линий связи между источником и дифференциальным усилителем.

Если бы в таблице нашлось место для колонки «КОСС», то можно было бы обнаружить такое же расхождение между «голыми» усилителями и ИМС с фиксированным усиление, и по тем же причинам. Вот два примера из справочных данных: голый ADA4932 имеет типичный КОСС 100 dB , а ADA4950 с фиксированным усилением - всего 69 dB . Аналогично, LTC1992 ( 90 dB ) и LTC1992-10 с фиксированным усилением ( 60 dB ).

Во многих полностью дифференциальных схемах КОСС не важен, но если он всё же требуется, надо брать 0.1%-резисторы или согласованные сборки. Кроме того, надо учитывать ёмкости печати и монтажа, которые начинают работать на высоких частотах: чтобы добиться согласования 80 dB на частоте 1 MHz с масштабирующими резисторами 500 Ω надо сбалансировать ёмкости ветвей с точностью 0.03 pF ! Ну, и, чтобы довершить эту благостную картину, на каждую декаду увеличения частоты КОСС будет снижаться на 20 dB .

Чуть лучшую картину дают схемы _E и _F ( рис. 5.97EF ). Члены семейства EL5170 фирмы Intersil имеют КОСС 80 dB , что очень неплохо ( вот только смещение 25 mV ), а AD8352 от Analog Device хвалится 60 dB на 100 MHz при 6 mV смещения, и оба менее чувствительны к разбалансу сопротивлений на входе, чем схема _D ( рис. 5.96D ).

5.17.5.E Фиксированное усиление, задание усиления внешним резистором

Одним из мотивов выбора моделей с фиксированным усилением является более высокая точность коэффициента усиления ( по крайней мере, у большей их части ), чем можно получить, используя отдельные резисторы. Например, ошибки усиления для наихудшего случая составляют ±0.04% для LMP3712 ( NSC/TI ), ±0.15% для PGA280 ( Burr-Brown/TI ) и ±0.08% для AD8270.

Простота использования таких МС выглядит очень привлекательно, но и у некоторых моделей с внешним резистором есть свои интересные стороны. Например, THS4520 ( TI ) и ADA4932 ( AD ) потребляют гораздо меньше, чем сравнимые по параметрам конкуренты, из THS4520, кроме того, можно сделать усилитель с G=10 и полосой 120 MHz .



==385

Модели с фиксированным усилением проще использовать на высоких частотах, потому что у них отсутствуют дополнительные внешние электрические соединения и связанные с ними проблемы паразитных емкостей. Зато большая их часть, за исключением ADL5561, имеет плохую абсолютную точность усиления ( графа «dG» в табл. 5.10 ), не позволяют ставить ограничивающий полосу конденсатор и стеснены небольшими значениями коэффициента усиления ( исключения - PGA870 и LT1993-10, но они много потребляют ).

5.17.5.F VFB, CFB, f_3dB, GBW и фильтры

Лишь небольшое число усилителей с фиксированным усилением предоставляют дополнительную возможность фильтровать сигнал. Здесь опять отличилась LTC: в её серии LT6600 есть возможность собрать фильтр 4-го порядка на одну из пяти предлагаемых частот в диапазоне 2.5—20 MHz [* в оригинале «five fixed fourth-order filter frequencies» - FFFFF] .

Все модели с регулируемым усилением имеют обратную связь по напряжению ( исключения - LMH6552/3 ). Для G ≥ 4 они подчиняются «правилу GBW»: \( f_{3db}\space \)=GBW/G , но здесь следует учесть, что табличные цифры полосы заметно выше ( в 1.5 и более раз ), чем произведение GBW микросхем, потому что в таблицу заносятся цифры для единичного усиления, где из-за выброса на АЧХ частота по уровню «-3dB» возрастает. Проблема в том, что у некоторых моделей выброс при G=1 может быть столь значительным, что включать их в таком режиме становится неинтересно. Как обычно, надо изучать паспортные данные, графики и т.д., чтобы выяснить реальное положение дел и в том числе важную величину GBW . Так как речь идёт о VFB усилителях, которые спокойно переносят конденсатор в параллель резистору обратной связи можно увеличить \(R_f\) ( и повысить входной импеданс) и поставить в параллель небольшой \( C_f\) , ограничивающий рабочую полосу, чтобы управлять величиной выброса и менять рабочую частоту ¹¹¹ .

5.17.5.G Выброс на АЧХ, GBW и полоса по уровню 0.1 dB

Выброс на АЧХ - враг хороших цифр «полосы по уровню 0.1 dB». Эта цифра может сильно улучшиться при больших усилениях, когда выброс исчезает. Возьмём, например, ALD5561, знаменитый шириной полосы по уровню «-3dB» - 2900 MHz при минимально возможном усилении ( G=2 ). Его полоса по уровню 0.1 dB в этом режиме обескураживает - всего каких-то 200 MHz , или 7% от полосы по уровню «-3dB». При максимальном усилении ( G=6 ) полоса «-3dB» чуть сокращается ( 1800 MHz ), зато по уровню 0.1 dB увеличивается до 600 MHz , т.е. уже до 33% от полосы «-3dB». Данный факт отчётливо виден на графике из справочных данных ( рис. 5.105 ). Не исключено, что время установления тоже уменьшается ( из-за отсутствия звона ), но этот параметр не специфицируется.

Некоторые модели доступны в сдвоенных конфигурациях ( это отмечается в колонке «Comments» табл. 5.10 ), что может быть полезно для построения схем с согласованным временем реакции.

5.17.5.H Скорость нарастания, время установления, полоса для большого сигнала

Как и в случае обычных быстрых ОУ у дифференциальных усилителей наблюдается гораздо более широкая рабочая полоса для малых сигналов ( ∼100 mV ), нежели для больших ( ∼2V ). Эффект обусловлен скоростными ограничениями: выходной размах снижается по мере приближения к пределу скорости нарастания. Например, у ADA4932 фирмы Analog Devices паспортная скорость нарастания 2800 V/μs . Это означает, что синусоидальный сигнал амплитудой 1V может иметь максимальную частоту \( f=S/(2πA)\)=445 MHz . Справочные данные на микросхему сообщают, что для выходной амплитуды 100 mV частота по уровню «-3dB» равна 560 MHz ( а если снизить \(R_f\) , то и вовсе 1 GHz ), а для амплитуды 2 Vpp всего 360 MHz . Есть микросхемы с бОльшими скоростями нарастания: ALD5561 имеет 10 kV/μs , позволяя получить 2 Vpp для сигнала 1.56 GHz ¹¹² .



==386

5.17.5.I Искажения

OP1632 и LME49724 - две высоковольтовые ИС - часто используются в профессиональной звуковой аппаратуре. Их искажения показаны на рис. 5.43 и позволяют надеяться, что полностью дифференциальные схемы с использованием таких усилителей будут иметь меньший уровень искажений, чем однополярные, по крайней мере для 2-ой гармоники ( симметричной ). LME49724 и в самом деле отлично смотрится в области –140 dB , хотя LME49990 и OPA134 на графиках выглядят лучше.

На рис. 5.106 показан уровень искажений ( по данным производителей ) для нескольких дифференциальных усилителей из табл. 5.10 ( стр. 375 ) в полосе до 100 MHz . Ранее уже подчёркивалось, что условия измерения на уровень искажений не стандартизованы. Это затрудняет прямое сравнение. В паспортах часто можно найти множество графиков искажений для различных усилений, нагрузок, амплитуд и уровней питания, в которых размах 2-ой и 3-ей гармоник приводятся отдельно.

При расчёте искажений, которые в таблице не приводятся, следует проявлять осторожность. Скажем, полоса ADA4932 равна 560 MHz ( или 360 MHz для большого сигнала ), но отличные цифры искажений, заявленные для его входного каскада ( –90 dB при 20 MHz ), блёкнут, если обратить внимание, что они теряют почти порядок величины уже на 50 MHz , т.е. гораздо ниже заявленной рабочей полосы 360 MHz .

При рассмотрении рис. 5.43 и 5.44 уже отмечалось, что между малыми искажениями на высоких частотах и скоростью ( высоким GBW и скоростью нарастания ) имеется прямая связь. Это очень хорошо видно по поведению графиков на рис. 5.106 выше 1 MHz . Упоминавшийся ранее 145-мегагерцовый THS4521 плохо смотрится уже на 5 MHz , особенно если сравнивать с THS4511 ( 1.6 GHz ). Входной рабочий диапазон обоих усилителей включает уровень отрицательного питания ( «NRI» ) ¹¹³ . Четыре лучших представителя имеют искажения ниже –100 dB на 20 MHz , а, скажем, лучший в классе однополярных ОУ AD8045 - только на 7 MHz , см. рис. 5.44 . Другими словами, на высоких частотах ( выше 10 MHz ) полностью дифференциальные усилители выигрывают по уровню искажений у однополярных ОУ.

Как будет видно из Части 13 , 16-разрядные АЦП доросли уже до 250 Msps ( например, AD9467, см. табл. 13.4 ). Их точность требует линейности 0.01% ( –80 dB искажений ) на частотах порядка 100 MHz . К счастью, разработчики дифференциальных усилителей возлагаемым на них надеждам соответствуют ¹¹⁴ .

5.17.5.J Шум, высокочастотные точки перегиба вида 1/f на графике шума

Закончим несколькими замечаниями о шуме. В таблицах есть цифры по шумовому напряжению, но нет по шумовому току. Зато есть входной ток \(I_b\) , по которому можно приблизительно оценить шумовой: он должен быть не меньше, чем доля дробового шума \(i_n=\sqrt{2qI_b}\) . Отметим, что входной ток CFB усилителей особенно велик, поэтому гораздо выше и токовый шум. В общем случае токовый шум CFB на порядок выше, чем у VFB.

В табл. 5.10 ( стр. 375 ) можно обнаружить много моделей с плотностью шума порядка 25...45 nV/\(\sqrt{Hz}\) . Если предположить, что на частотах выше 10 MHz она не растёт ( в этом можно убедиться по графикам из справочных данных ), то напряжение широкополосного шума будет \( V_n=e_n\sqrt{BW}\) , т.е. для упомянутых усилителей составит 175...700 μVrms для полосы 50...250 MHz . Это несколько выше, чем 30 μV младшего разряда 16-битных дифференциальных АЦП с полной шкалой 2 Vpp . Наличие добавочного псевдослучайного сигнала вещь полезная, но совершенно очевидно, что бОльшая часть усилителей даже при усилении G=1 шумит слишком сильно.



==387

В таблице есть и цифры из диапазона от 1.1 до 5 nV/\(\sqrt{Hz}\) , но они относятся к шумовым параметрам только усилительной части без учёта масштабирующих резисторов. В общем случае предполагается, что коэффициент усиления составляет 5 или 10 , что довольно разумно, если требуется пробиться сквозь шум собственного входного каскада усилителя. Многие модели указывают номинал \(R_f\) в районе 350...500 Ω . \(R_g\) для G=1 будет иметь такую же величину, и тепловой шум 2.4—2.8 nV/\(\sqrt{Hz}\) будет превышать собственный шум усилительной части. Для G=10 шум резистора 25...50 Ω уже меньше 1 nV/\(\sqrt{Hz}\) , что не сильно ухудшает параметры самого усилителя.

И, наконец, многие усилители имеют красивые табличные данные, но требуется в обязательном порядке проверять графики зависимости шума от частоты, т.к. очень многие МС имеют очень высокие частоты перегиба 1/\( f \) . Это особенно важно в случае токового шума, где перегиб может располагаться в районе 1 MHz и даже выше. Одним из примеров такого рода может служить документация на THS4508. У него на входе стоят pnp транзисторы ( чтобы обеспечить рабочий уровень сигнала вплоть до отрицательной шины питания ) и токовый шум выше 1 MHz составляет 4.7 pA/\(\sqrt{Hz}\) . Такой ток создаёт на резисторе 349 Ω плотность напряжения шума 1.6 nV/\(\sqrt{Hz}\) , что вполне неплохо по сравнению с собственным шумом микросхемы \(e_n\)=2.3 nV/\(\sqrt{Hz}\) . Но если поставить резисторы 1 kΩ , то шум будет уже 4.7 nV/\(\sqrt{Hz}\) и превысит собственный шум \(e_n\) усилителя. Допустимо такое положение или нет, зависит от конкретного устройства.



==387