Обзор Части 5



==388

В пунктах с @A по @M даётся краткий обзор вопросов, освещавшихся в Части _5 . Сюда вошли основные сведения о предмете, но не включены схемы и практические советы.

@A. Точность и динамический диапазон

Точными называют устройства, которые демонстрируют ( за счёт правильной схемотехники и аккуратного выбора компонентов ) как исходную точность, так и стабильность ( т.е. сохранение точности длительное время и при изменениях температуры ). Точные схемы могут иметь широкий динамический диапазон ( отношение наибольшей рабочей амплитуды входного сигнала к наименьшей ), а могут и не иметь его, см. §5.1 .

@B. Бюджет ошибок

При разработке точных устройств необходимо учитывать, что общие цифры складываются из большого числа источников ошибок: от напряжений смещения, падений напряжения за счёт протекания входного тока, конечной точности компонентов и т.п. Их учёт удобнее всего вести с помощью «бюджета ошибок», который способствует повышению дисциплины разработки и помогает найти основные источники проблем, см. §5.5 .

@C. Строгий и прагматичный подход

Строгий метод разработки по данным для наихудшего случая требует, чтобы все компоненты работами в рамках, указанных в справочных данных, а все обусловленные граничными условиями эффекты должны складываться ( в виде абсолютных значений ), чтобы определить итоговые параметры устройства. Достоинством такого консерватизма является гарантированное функционирование в соответствии со спецификацией ( предполагается, что схема корректная ). Недостатки: невозможность достижения целей разработки в отсутствие компонентов с требуемыми характеристиками, невозможность определения области работы путём простого сложения значений для наихудшего случая и в наихудших сочетаниях. Такой подход ничего не подскажет в ситуации, когда критичные параметры просто отсутствуют или имеются исключительно в виде «типовых» значений. Авторы предпочитают прагматичный подход ( §5.3 ), слегка приправленный некоторыми гарантированными цифрами ( при проверке возможных ограничений для особо жёстких случаев ). Часто бывает достаточно знать, что эффекты от отсутствующих параметров пренебрежимо малы, или, если отмахнуться от них не удаётся, можно собрать тестовый стенд для отбора компонентов, подходящих под заданные требования. Если компонентов, влияющих на характеристики устройства, слишком много и бюджет ошибок трещит по швам, можно попробовать измерять параметры всей схемы или её критичных частей на этапе выходного контроля прибора.

@D. Ошибки компонентов - резисторы

Рассмотрим простой пример: точность резистора ( включая температурные эффекты ) устанавливает предел точности усиления. Картина, конечно, не такая простая, потому что усиление зависит от отношения сопротивлений: использование резисторных сборок с точным отношением номиналов и согласованными температурными характеристиками сильно улучшают ситуацию. Аналогично, от точности отношения резисторов зависит КОСС разностных усилителей: КОСС(dB)=20\(\lg(100/p) \) , где p - степень рассогласования в процентах. Чтобы дать представление о порядках величин, приведём типичные цифры: металлоплёночные резисторы: 0.05—1%, 25—100 ppm/°C; точные резисторные сборки: номинал 0.01—0.05%, 1 ppm/°C или лучше, отношение 0.001—0.01%, 0.1—1 ppm/°C . Кроме того, резисторы характеризуются ещё и линейностью, т.е. у них есть некоторая зависимость сопротивления от приложенного напряжения. См. §5.6.1 и §X1.2 , где рассматриваются их недостатки: долговременная стабильность, паразитная индуктивность и ёмкость.

@E. Ошибки компонентов - конденсаторы и твердотельные ключи

У конденсаторов есть несколько необычных характеристик, влияющих на параметры интеграторов и схем выборки-хранения. В их число входит резистивная утечка ( спадающая экспоненциально ) и более серьёзная диэлектрическая абсорбция ( эффект памяти, см. §5.6.2 , ##§X1.3 и графики абсорбции там же ). Сюда же относятся аналоговые переключатели ( для сброса интеграторов и схем выборки- хранения ), которые имеют утечки и создают неприятности за счёт инжекции заряда при подаче управляющих потенциалов, см. §3.4.2.E и §5.6.3 .

@F. Входные ошибки усилителей

Это основной источник проблем. Первое место в данной номинации среди прецизионных усилителей держит напряжение смещения \( V_{os}\) и его температурный коэффициент \( TCV_{os}\) ( иногда обозначаемый \(Δ V_{os}\) ) . Напряжение смещения действует на входе, поэтому «отнесённая ко входу» ( RTI ) ошибка равна просто \( V_{os}\) . На выходе усилителя с коэффициентом усиления по напряжению \( G_V\) она превращается в ошибку на выходе \(Δ V_{out}=G_VV_{os}\) . В интеграторе с резистором \(R_{in}\) на входе смещение эквивалентно ошибке по току \(Δ I_{in}=V_{os}/R_{in}\) . Масштаб проблем: типичный прецизионный усилитель имеет напряжение смещения порядка 10...50 μV и его температурный коэффициент 0.1—0.5 μV/°C . В усилителях с автоподстройкой нуля ( см. @I ) эти цифры приблизительно на порядок лучше, см. табл. 5.5 на стр. 320-321 , табл. 5.6 на стр. 335 и §5.10.5 .



==389

Это ещё не всё. Входной ток \(I_b\) , протекая через сопротивление источника \(R_S\) , создаёт на входе усилителя отнесённую ко входу ошибку \(Δ V_{in}=I_bR_S\) . У прецизионных биполярных усилителей токи имеют величину порядка 10 nA и начинают представлять проблему для источников с сопротивлением уже несколько килоом ( \(I_bR_S\) попадает в диапазон десятков микровольт, что сравнимо с \( V_{os}\) ) . Таким образом, высокоомные источники требуют использования усилителей с малыми входными токами, обычно на полевых и МОП-транзисторах, а при умеренных импедансах источника возможно использование усилителей на биполярных транзисторах с компенсацией входного тока ( \(I_b\) порядка 1 nA ).
Предупреждение: входные токи ПТ- и МОП-усилителей, чрезвычайно низкие в обычных условиях, начинают экспоненциально расти с увеличением температуры ( см. рис. 5.6 ) и вполне могут превысить токи биполярных усилителей в тех же условиях ( §5.10.7 ).

Ошибки ОУ включают: КОИП, входной шум в форме \(e_n\) и \(i_n\) ( §5.10.6 и §5.10.8 ) и изменение \(I_b\) и \( V_{os}\) ( т.е. КОСС) с изменением уровня синфазного напряжения \( V_{CM}\) ( §5.7.2 , рис. 5.7 , §5.7.3 , §5.10.9 и рис. 5.10 , 5.29 и 5.30 ).

@G. Выходные ошибки усилителей

Большинство точных схем работают на постоянном токе и низких частотах, но иногда встречаются задачи, требующие высоких скоростей и точности: обработка звука и изображения, научные исследования и т.п. По мере роста частоты снижается усиление ОУ без обратной связи, растут входные ошибки и выходной импеданс, а конечная скорость нарастания ведёт к росту переходных искажений, нелинейностям и фазовым ошибкам. В быстрых схемах важны такие явления, как звон, перерегулирование, время установления.

Данные требования можно выразить в цифрах. Ошибка усиления \(\delta_G≡( G_{ideal}-G_{actual}\space )/G_{ideal}\space \)=1/(1+AB) , где B - часть усиления, идущая по петле обратной связи [* петлевое усиление ] , а A - усиление без обратной связи, см. §5.8.5 . Рабочая полоса в схеме с обратной связью равна \( f_{3db}=f_T/G_{cl}\) и приблизительно соответствует постоянной времени \(τ≈ G_{cl}/( 2πf_T)\) . Время установления в случае корректировки с хорошим запасом по фазе составляет порядка 5...10 \(τ\) , см. §5.8.2 и §5.10.10 . Актуальное время установления ОУ может быть гораздо больше, и здесь никак не обойтись без данных производителя или реальных измерений, см. табл. 5.5 ( стр. 320-321 ). Правильно скорректированный ОУ имеет фазовую ошибку в схеме с обратной связью \(φ≈ f/f_C\) , где \( f_C=f_T/G_{cl}\) - частота, на которой усиление с обратной связью падает до единичного ¹¹⁵ . Искажения ОУ очень сильно зависят от конфигурации выходного каскада, см. графики 5.43 и 5.44 .

@H. Rail-to-rail усилители

Для работы при низких напряжениях питания очень заманчиво использовать ОУ с диапазоном сигнала, равным полному диапазону питания ( RR - «rail-to-rail» ). Такие усилители подразделяются на имеющие RR диапазон входного синфазного напряжения ( RRI ), RR диапазон выходного ( RRO ) или и входного, и выходного ( RRIO ).

RRI усилители У дублирующих комплементарных входных каскадов таких усилителей есть несколько недостатков, которые серьёзно ухудшают точность. Особенно неприятно резкое изменение \(I_b\) и \( V_{os}\) при переходе входного сигнала через уровень переключения ( §5.9.1 ). Некоторые RRIO ОУ ( например, серия OPA360 ) обходят проблему, повышая напряжение питания входного каскада с помощью схемы накачки. Если полный RR вход не нужен, то надо выбирать модели, допускающие сигнал с уровнем одной из шин питания ( обычно отрицательной ).

RRO усилители И у этого варианта есть свои недостатки, вытекающие из использования выходного каскада с общим эмиттером ( или общим истоком ) вместо обычного повторителя ( эмиттерного или истокового ). Такие решения увеличивают искажения и выходной импеданс ( т.е. сильнее привязывая возможный сдвиг фазы и изменение усиления к сопротивлению нагрузки ). Некоторые RRO модели решают данную проблему с помощью ёмкостной обратной связи, которая понижает выходной импеданс на высоких частотах, см. пример на рис. 5.34 .

@I. Усилители с автоподстройкой нуля

В усилителях с автоподстройкой нуля на кристалле имеется специальная схема компенсации дрейфа нулевого уровня. Схема включает генератор и периодически проводит цикл подстройки входного смещения ( §5.11 ). Как можно судить по данным табл. 5.6 ( стр. 335 ), метод вполне эффективный и типовое значение \( V_{os}\) лежит в диапазоне единиц микровольт, а его температурный коэффициент составляет около 10 nV/°C , т.е. минимум на порядок ниже самых лучших образцов точных биполярных ОУ. Особо отметим отсутствие подъёма уровня шума вида 1/\( f \) на низких частотах ( см. рис. 5.53 и 5.54 ).

Но к таким отличным параметрам прилагаются спектральные пики от схемы переключения ( рис. 5.51 ). Они дополнительно поднимают уровень собственных шумов основного усилителя, который и без того достаточно высок по сравнению с обычными малошумящими ОУ. Можно сравнить табл. 5.6 ( стр. 335 ) и табл. 5.5 на стр. 320-321 ). Переключающая схема увеличивает и шумовой ток.

Усилители с автоподстройкой нуля делают по технологии КМОП, и, исключая некоторые старые модели, все они относятся к низковольтовым ( <7V общего напряжения питания ). Ярким исключением является LTC2057HV ( размах питания от 4.75 V до 60 V ! ). Ещё одно предупреждение: наличие внутренних конденсаторов хранения корректирующих потенциалов приводит к очень медленному ( до нескольких миллисекунд ) восстановлению после перегрузки.



==390

@J. Разностные, дифференциальные и инструментальные усилители: классификация

Общим свойством таких усилителей является точное и стабильное усиление для дифференциального сигнала и высокая степень подавления синфазного напряжения: \( V_{out}=G_VΔ V_{in}=G_V( V_{in+} - V_{in—}\) ) . Различия показаны ниже.

Разностный усилитель

Дифференциальный вход, однополярный выход. Микросхема включает собственно усилитель и две согласованные пары резисторов ( §5.14 , рис. 5.65A ). КОСС 90...100 dB , точное, но низкое усиление ( \( G_V\)=0.1—10 ), входное сопротивление 25...100 kΩ , предназначены для работы с низкоомными источниками, в общем случае входы могут выходить за уровни питания.

Инструментальный усилитель

Дифференциальный вход, однополярный выход, очень высокий входной импеданс ( от 10 MΩ до 1 TΩ ), большой диапазон усилений ( \( G_V\)=1...1000 ) и очень высокий КОСС при больших усилениях ( 110...140 dB при \( G_V\)=100 ), см. §5.15 и рис. 5.77 .

Полностью дифференциальный усилитель

Дифференциальный или однополярный вход, дифференциальный выход. Большинство - низковольтовые широкополосные с быстрым установлением. Идеальны в качестве драйверов для витых пар и предусилителей для быстрых АЦП, см. §5.17 .

@K. Разностные усилители

Получили своё название по родоначальнику INA105 ( см. табл. 5.7 на стр. 353 и §5.14 ). Состоят из усилителя и двух согласованных резистивных делителей. В дополнение к стандартным \( V_{in+}\) , \( V_{in-}\) имеют контакты «SENSE» и «REF» ( нижние концы делителей ). Если «REF» заземлён, а «SENSE» присоединён к выходу, то усиление составит \( G_{diff}=V_{out}/Δ V_{in}=R_f/R_i\) , где \(R_f\) - резистор обратной связи , а \(R_i\) - входной резистор. различные варианты включения выводов «REF» и «SENSE» показаны на рис. 5.66 .

Разностные усилители просты и достаточно удобны для большинства применений. Некоторые допускают входные сигналы, далеко выходящие за уровни питания ( например, ±200 V для INA117 ). Недостаток - довольно низкое входное сопротивление ( десятки kΩ ), низкие усиления ( обычно что-то из диапазона G=1...10 ), высокое напряжение шума, скромный КОСС ( обычно < 90 dB ) и ухудшение как усиления, так и КОСС при работе от источников с отличным от нуля импедансом.

@L. Инструментальные усилители

Все недостатки предыдущей группы исправлены в инструментальных усилителях - однокристальной сборки из трёх ОУ ( рис. 5.77 , §5.15 ). Высокий входной импеданс ( 10 MΩ...1 TΩ ) и усиление ( вплоть до ×1000 ) устанавливается единственным внешним ( или внутренним ) резистором. Настроенные на высокое усиление, показывают типовой КОСС в районе 120 dB , а шумовое напряжение \(e_n\) меньше 10 nV/\(\sqrt{Hz}\) . Инструментальные усилители не допускают превышения входным синфазным напряжением уровней питания. Делаются по биполярной, полевой или КМОП технологии, имеются модели с автоподстройкой нуля и программной установкой усиления. См. табл. 5.8 ( стр. 363 ) и табл. 5.9 ( стр. 370-371 ).

@M. Полностью дифференциальные усилители

В отличие от разностных и инструментальных, полностью дифференциальные усилители ( §5.17 ) имеют балансный дифференциальный выходной сигнал, привязанный к задаваемому извне среднему ( синфазному ) уровню. Очень удобны для работы с быстрыми АЦП с дифференциальными же входами и балансными линиями связи. В соответствии с таким назначением они широкополосные ( 1 GHz и выше ) и тихие ( 5 nV/\(\sqrt{Hz}\) и менее, имеют высокую скорость нарастания ( 1000 V/μs и более ) и малое время установления ( несколько наносекунд )). Весьма разнообразны по внутреннему устройству ( см. конфигурации A-G в §5.17 ). Достойных представителей можно найти в табл. 5.10 .



==390