Шапка

5.7 Входные ошибки усилителя

==301

Отклонение входных характеристик ОУ от идеальных, которое обсуждалось в Части _4 ( конечные значения входного сопротивления и входного тока, напряжение смещения, КОСС и КОИП и их изменение со временем и температурой ), являются серьёзными помехами при проектировании точных устройств и вынуждают идти на различные ухищрения и компромиссы при выборе решений и подборе компонентов. Эту мысль проще пояснить на примере, что вскоре и будет сделано. Отметим только, что все перечисленные ошибки или их аналоги присутствуют и в усилителях на дискретных компонентах.

==302

По мере углубления в дискуссию будет полезно периодически возвращаться к табл. 5.2 и 5.3 , где даны параметры десяти лучших типов точных ОУ ( и для сравнения парочка недорогих и неточных ). Это позволит раскрасить яркими цифрами унылую серость учебного материала.

5.7.1 Входной импеданс

Рассмотрим кратко эффекты от воздействия перечисленных только что неидеальностей. Конечный входной импеданс в паре с сопротивлением источника формирует делитель напряжения, снижающий усиление относительно расчётного. Чаще всего это не проблема, потому что входной импеданс в очень значительной степени усиливается обратной связью. Например, прецизионный OPA277P ( входной каскад на биполярных транзисторах ) имеет типовой входной импеданс для дифференциального сигнала 100 MΩ . В схеме с большим петлевым усилением обратная связь поднимет это значение до величины «входного импеданса для синфазных сигналов», т.е. до 250 GΩ . Если этого мало, то ОУ со входным каскадом на полевых транзисторах имеют астрономические цифры \(R_{in}\): 10 TΩ дифференциальное и 1000 TΩ синфазное для стоЯщего в схеме OPA129.

5.7.2 Входной ток Ib

Со входным током проблем больше. Здесь идёт речь о величинах порядка наноампер, порождающих напряжение ошибки в микровольты для импеданса источника всего 1 kΩ . И опять, на помощь приходят ОУ на полевых транзисторах, но за счёт повышенного напряжения смещения, как части пакетной сделки. Биполярные супербета усилители, подобные LT1012, также могут иметь неожиданно низкий входной ток. Сравните OPA277 ( точный биполярный ОУ ) с LT1012 ( биполярный с низкими входными токами ), OPA124 ( ПТ, точный с низкими входными токами ), OPA129 ( ПТ со сверхнизкими входными токами ) и LMC6001 ( КМОП, с самым низким входным током ). Это одни из самых лучших компонентов, которые можно было купить на момент написания книги, а в таблицах перечислены самые лучшие по параметрам группы для каждого типа ( табл. 5.3 на стр. 303 , более широкая выборка и дополнительные подробности даны в табл. 5.5 на стр. 320-321 и в справочных данных Части _4 ).

Табл. 5.2 Типичные точные ОУ

Рыба

Notes: (a) boldface indicated number in a package for the part # listed. (b) not precision, listed for comparison. ( p) Iq, typical, per amplifier.

==303

Хорошо спроектированные усилители на ПТ имеют чрезвычайно низкие входные токи, но и гораздо большие напряжения смещения, нежели точный OPA277. Но напряжение смещения всегда можно скомпенсировать внешними цепями, и потому температурный дрейф важнее, и здесь усилители на ПТ показывают гораздо более плохие цифры ( в 4...20 раз хуже ). Операционные усилители с самыми маленькими входными токами имеют входные каскады на МОП транзисторах. Они популярны из-за резкого роста числа недорогих микросхем типа бюджетной серии TLC270 фирмы TI или линейки National со сверхнизким входным током LMC6000. Но в отличие от биполярных и полевых транзисторов МОП компоненты имеют очень большой дрейф напряжения смещения по времени, который рассматривается ниже. Поэтому те улучшения ситуации с токовыми ошибками, которые можно получить за счёт ПТ могут быть полностью смазаны большими ошибками напряжения. В любой схеме, в которой входной ток может создать существенную ошибку, очень желательно, чтобы входные терминалы ОУ видели одинаковые сопротивления по постоянному току ( см. рис. 4.55 ). Следом на первый план выходит «ток смещения». Следует иметь в виду, что некоторая часть прецизионных усилителей имеет схему компенсации входного тока, чтобы уменьшить этот источник неприятностей ( можно возвратиться к упражнению 2.30 на стр. 125 , чтобы понять, как это работает ). Для таких ОУ выравниванием сопротивления на входах улучшить ничего не получится, так как нескомпенсированная доля входного тока и ток смещения сравнимы по величине.

5.7.2.A Влияние температуры на входной ток

При использовании усилителей с полевыми транзисторами на входе следует иметь в виду, что входной «ток» - это на самом деле ток утечки затвора, который очень резко растёт с ростом температуры, удваиваясь с её увеличением на каждые 10°C ( рис. 5.6 ). А если учесть, что ПТ ОУ очень часто нагреваются при работе ( типичный ОУ общего применения LF412, к примеру, рассеивает 100 mW при работе от ±15 V ) реальный входной ток может быть заметно выше, чем те цифры при 25°C , которые можно найти в паспортных данных 15 . И наоборот, входной ток усилителей на биполярных транзисторах - это именно ток базы, почти не меняющийся с температурой. Таким образом, может статься, что ПТ ОУ с замечательными паспортными параметрами входного тока не будет иметь никаких преимуществ перед супербета биполярным конкурентом. По графикам видно, что ПТ усилитель LT1057 при 25°C имеет входной ток ∼3 pA , а при 75°C уже около 100 pA , что больше, чем входной ток супербета LT1012 при той же температуре. Типовой расходный кристалл LF412 на ПТ имеет при 25°C входной ток сравнимый с таковым для LT1012, а при повышенной температуре ток LF412 становится во много раз выше.

Рис.5.6 Зависимость входного тока операционных усилителей от температуры, построенная по паспортным данным. См. также рис. 5.38 и ##3.48. ПТ ОУ помечены обычным шрифтом, БТ - курсивом , КМОП - жирным , а ОУ с автоподстройкой нуля - жирным шрифтом с наклоном

Табл. 5.3 Девять ОУ с низким входным током

Рыба

==304

5.7.2.B Влияние уровня синфазного сигнала на входной ток

И, наконец, очень важное предупреждение: при сравнении входных токов ОУ следует учитывать экземпляры, в которых \(I_b\) зависит от входного напряжения. Это типичная особенность RRI усилителей, допускающих размах входного сигнала вплоть до уровней питания, независимо от того, биполярные они или полевые. Спецификация обычно указывает \(I_b\) вблизи нуля ( или среднего уровня источника питания ), но хорошая спецификация сообщит и характер изменения. Некоторые графики зависимости \(I_b\) от \( V_{in}\) даны на рис. 5.7 . OPA129 и OPA627 имеют хорошие параметры благодаря каскоду на входе. LMP7721 выделяется не только своим максимальным значением тока 20 fA , то и выдающимся характером его зависимости от уровня синфазного сигнала.

Рис.5.7 Зависимость входного тока ОУ от синфазного входного напряжения при 25°C для всего рабочего диапазона, построенная по паспортным данным. Усилители на биполярных транзисторах со входным каскадом типа RR склонны к резкому изменению полярности входного тока

5.7.3 Напряжение смещения

Напряжение смещения усилителя - типичный источник ошибок. ОУ очень сильно разнятся по этому параметру: от прецизионных, имеющих смещение на уровне десятков микровольт, до компонентов общего применения, подобных LF412, с \( V_{os}\) порядка милливольт. На момент написания книги 16 чемпионом мира среди ОУ без автоподстройки нуля был биполярный OPA277P ( ±20 μV max. ). Что удивительно, такие же цифры имеет КМОП MAX4236A, но вот его дрейф в 12 раз хуже.

Хотя много хороших одинарных ОУ ( но не сдвоенные и не счетверённые ) имеют выводы подстройки смещения, выбор усилителя с изначально малым смещением \( V_{os}\) является по-прежнему очень разумным решением, и на то есть несколько причин. Во-первых, ОУ, изначально имеющие малое смещение, как правило имеют и более низкий температурный и временной дрейф. Во-вторых, изначально точный ОУ делает ненужным компоненты цепи подстройки смещения ( такие компоненты занимают место, требуют подстройки после сборки и могут менять параметры со временем ). В-третьих, разбаланс на входе, вносимый цепями подстройки смещения, ухудшает коэффициент ослабления синфазных сигналов и источника питания.

==305

На рис. 5.8 показано увеличение температурного дрейфа для подстроенного смещения. Графике показывает зависимость уровня компенсации от числа оборотов потенциометра. Самое лучшее разрешение - при расположении движка в средней точке резистивного элемента и тем заметнее, чем больше подстроечное сопротивление. И, наконец, типовая рекомендуемая цепь регулировки имеет слишком большой диапазон перестройки, делая практически невозможным установление смещения на уровне единиц микровольт. Но даже если такие цифры будут получены, долго удерживаться на достигнутых уровнях они не смогут из-за дрейфа. Здесь самое время вспомнить, что производитель прецизионного усилителя уже подстроил смещение с помощью лазерной подгонки с большей точностью, нежели дают внешние цепи. Отсюда два совета.

  1. Использовать в точных схемах точные компоненты.
  2. Если подстройка всё же нужна, использовать схему с более узким диапазоном, аналогичную рис. 5.3 с номиналами компонентов, пересчитанными для полного диапазона ±50 μV при линейной зависимости от угла поворота вала ( т.е. \(R_{11}\)=33 Ω , \(R_{12}\)=10 MΩ ).

Рис.5.8 Зависимость уровня смещения от числа оборотов потенциометра для нескольких температур

На рис. 5.9 показаны цепи смещения с узким диапазоном подстройки для инвертирующего и неинвертирующего включения ОУ.

Рис.5.9 Внешняя цепь с зауженным диапазоном подстройки для точного усилителя

Так как напряжение смещения можно выкрутить в нуль, основную роль начинает играть дрейф от температуры, времени и напряжения питания. Разработчики микросхем активно работают над этими параметрами. Наилучшее их сочетание можно найти в биполярных входных каскадах ( и получить в довесок выпирающие из бюджета ошибок последствия высокого входного тока ). Как отмечено в табл. 5.2 ( стр. 302 ) лучшие ОУ имеют дрейф ниже 1 μV/°C . Самые лучшие цифры ( для усилителей без автоподстройки нуля ) показывает OPA277P: \(Δ V_{os}\)=0.2 μV/°C (max).

Ещё одним фактором, который следует иметь в виду, является дрейф от саморазогрева ОУ на низкоимпедансной нагрузке. Очень часто приходится удерживать нагрузку на уровне 10 kΩ , чтобы минимизировать этот эффект. Такой приём может подпортить бюджет ошибок следующего каскада по параметрам входного тока, что можно наблюдать в предложенном примере. Для схем, где важен дрейф на уровне нескольких микровольт, становятся значимыми температурные градиенты и термо-ЭДС на металлических переходах от близлежащих нагретых компонентов. Данная тема будет разобрана в приложении к ультрапрецизионным усилителям с прерыванием в §5.11 .

Важное предупреждение: указанные в справочных данных условия измерения следует воспринимать буквально! Яркий пример показан на рис. 5.10 , где дана зависимость \( V_{os}\) от \( V_{CM}\) для AD8615, чьи паспортные данные на первой странице утверждают: «Низкое напряжение смещения: 65 μV max.», а примечание к таблице сообщает: «при \( V_{CM}\)=0.5 V и 3.0 V».

Рис.5.10 Паспортные данные этого усилителя заявляет максимальную величину смещения ±60 μV . Правда, кроме этого там оговариваются условия: \( V_s\)=3.5 V и \( V_{CM}\)=0.5 V или \( V_{CM}\)=3.0 V . Мораль: читайте примечания и сноски!

5.7.4 Коэффициент ослабления синфазного сигнала

Недостаточный «коэффициент ослабления синфазного сигнала» - КОСС ( он же CMRR ) снижает точность схемы за счёт зависимости напряжения смещения от уровня напряжения на входе, каковая зависимость присутствует всегда. Эффект как правило незначительный, потому что вызывается небольшим изменением коэффициента усиления и при любом раскладе может быть преодолён за счёт реорганизации схемы: инвертирующий усилитель, в отличие от неинвертирующего, нечувствителен к КОСС. В любом случае в схемах для «инструментальных усилителей» требуется работать с небольшим дифференциальным сигналом на фоне большого постоянного смещения и высокое значение КОСС является обязательным. В таких случаях нужно заботиться о схеме устройства и выбирать ОУ с высоким значением этого параметра. И опять, OPA277 может решить проблемы: его минимальный КОСС на постоянном токе –130 dB ( можно сравнить с –70 dB у «обычного ОУ» LF411 ). Обсуждение дифференциальных и инструментальных усилителей с большим усилением можно найти, начиная с главы §5.13 .

==306

5.7.5 Коэффициент ослабления источника питания

Изменения напряжения питания вызывает небольшие ошибки выхода. Как и бОльшая часть параметров ОУ «коэффициент ослабления источника питания» – КОИП ( он же PSRR ) меряется относительно сигнала на входе. Например, у OPA277 паспортное значение КОИП составляет 126 dB на постоянном токе, то есть изменение напряжения на любом из выводов питания на 1V вызывает такое же изменение выхода, как и дифференциальный сигнал 0.5 μV на сигнальных входах.

КОИП падает с ростом частоты, повторяя в первом приближении АЧХ усиления без обратной связи, и свидетельством такого непристойного поведения часто являются графики из справочных данных. Скажем, КОИП OPA277 начинает падать уже на частоте 1 Hz , доходит до 95 dB ( типовое значение ) на 60 Hz и до 50 dB на 10 kHz . Это редко вызывает затруднения, потому что шум хорошо развязанного источника питания тоже падает с частотой. А вот что и в самом деле может создавать проблемы, так это пульсации с частотой питающей сети при использовании нестабилизированных источников.

Также следует отметить, что в общем случае КОИП имеет разную величину для положительного и отрицательного вывода питания и использование стабилизатора со средней точкои и с согласованными выходами может не дать никаких преимуществ. Следует обратить внимание, что величина КОИП часто указывается для G=1 и может быть заметно хуже при бОльших усилениях. И наконец, в жизни встречаются экземпляры, которые усиливают (!) сигналы на выводах питания.

5.7.6 Схема усилителя с компенсацией постоянного смещения: входные ошибки

Теперь можно приступить к подробному обсуждению большей части источников серьёзных ошибок в усилителе на рис. 5.3 . Схема начинается инструментальным усилителем \(U_1\) ( подробнее в §5.15 ). Из соображений устойчивости и точности при заданном усилении ×100 выбран вариант с небольшим входным током и соответствующим уровнем шума (9 nV/\(\sqrt{Hz}\) тип. при 10 Hz ). Его смещение и температурный коэффициент для наихудшего случая ( ±40 μV , 0.3 μV/°C ) всего лишь в два раза хуже, чем у лучшего представителя - OPA277. Зато 120 dB (min) КОСС в режиме разностного усилителя вкупе с точностью усиления ( 0.08% , 50 ppm/°C max ) и низким напряжением шума делает его хорошим выбором для входного каскада сигнала с моста. Кроме того, хотя в этом примере данный факт не важен, его входной ток весьма низок для биполярной технологии и составляет всего 0.35 nA (max) 17 .

Для однополярных сигналов \(U_1\) не нужен, и сигнал подаётся сразу в точку «X» ( для такого варианта надо добавить последовательный резистор 470 Ω и пару ограничительных диодов с малыми утечками ( см. рис. 5.2 ) к шинам питания для защиты от перегрузки ). Точность OPA277 является здесь ориентиром, поскольку его постоянно пытаются заменить операционными усилителями на ПТ, но их более чем в 10 раз больший температурный дрейф \( V_{os}\) сводят на нет преимущества низкого входного тока. Единственным исключением является подключение к источникам сигнала с очень высоким импедансом. Входной ток OPA277 1 nA (max) даёт ошибку 1 μV на каждый килоом сопротивления источника, а лучший в своём классе OPA627B на полевых транзисторах ( по $35 за штучку! ) со входным током 5 pA (max) будет иметь совершенно незначительную ошибку, но зато убежит на 3 μV/4°C за счёт дрейфа ( 4°C считается типичной величиной колебаний температуры в помещении ). В схему будет полезно добавить подстройку смещения \(U_2\) по образцу на рис. 5.9 . Как уже говорилось, обратная связь поднимает входной импеданс до 250 GΩ и убирает любые ошибки усиления с источника сигнала величиной до 25 MΩ ( для ошибки усиления менее 0.01% ).

\(U_2\) нагружен на инвертирующий усилитель \(U_1\) , а величина \(R_3\) есть результат выбора между ошибкой смещения из-за саморазогрева \(U_2\) и ошибкой смещения за счёт входного тока \(U_3\) . Выбранный номинал удерживает разогрев на уровне 5 mW ( при напряжении на выходе 7.5 V ), что приводит к повышению температуры кристалла на 0.8°C ( тепловое сопротивление \(R_{\Theta JA}\)=0.15°C/mW , см. §9.4 ), что в свою очередь даёт максимальную величину смещения \(Δ V_{os} = TCV_{os}×Δ T \)=0.12 μV . Импеданс источника сигнала 11 kΩ , который видит \(U_3\) , даёт ошибку из-за тока смещения, но сам \(U_3\) охвачен цепью обратной связи через \(U_4\) , а \(U_5\) давит итоговую ошибку в ноль, поэтому остаётся только ошибка от дрейфа тока. OPA277 имеет график типовой зависимости входного тока от температуры ( производители нечасто его указывают ), из которого выводится цифра 0.2 μV/4°C для бюджета ошибок. Уменьшение \(R_3\) её снижает, но увеличивает ошибку от разогрева \(U_2\) . [* В схему на место \(U_2\) просится композитный ОУ ( с буфером ), см. §5.8.4 ]

==307

Импеданс \(U_3\) на постоянном токе вплотную подходит к величине, могущей представлять проблемы. Чтобы оценить ошибку, сравним дифференциальное входное сопротивление \(U_3\) 100 MΩ со значением импеданса, который усилитель видит на входе в наихудшем случае ( с усилением 100× ). Данная величина складывается из сопротивления обратной связи 1 MΩ+100 kΩ+11.11 kΩ , делённое на петлевое усиление \( G_{OL}/G_{cl}\). В нашем случае результат 10 Ω . Отсюда ошибка от изменения нагрузки для наихудшего случая \(1:10\space ^7\) , т.е. на три порядка ниже, чем 0.01% . Это один из самых неприятных вариантов, какой только можно выдумать, и даже в этом случае входное сопротивление усилителя проблем не представляет, наглядно доказывая, что входным импедансом ОУ можно пренебречь.

Влияние на итоговую ошибку дрейфа напряжения смещения по времени, температуре и изменениям уровня питания для \(U_2\) и \(U_3\) находится в установленных бюджетом пределах. Следует отметить, что эти ошибки автоматически компенсируются в каждом цикле «зануления». Остаётся влияние только кратковременных изменений. Благодаря правильному подбору ОУ все указанные ошибки находятся в микровольтовом диапазоне. Дрейф \(U_4\) заметнее, но он должен быть ПТ-типа, чтобы понизить по возможности ток разряда конденсатора. Отметим, что ошибки на выходе \(U_4\) усиливаются на величину коэффициента усиления \(U_3\) и классифицируются поэтому бюджетом как входные ошибки.

Подчеркнём основной принцип разработки, вытекающий из этого примера: работа над проблемами, выбор схемных решений и компонентов ведётся в направлении снижения ошибок до приемлемых значений. Наличие издержек и компромиссов подразумевается, как и некоторый набор возможностей, зависящих от внешних факторов ( например, использование в качестве \(U_2\) усилителя с ПТ будет предпочтительнее при импедансе источника большем 10 kΩ ).

15 В цифрах картина выглядит так. Максимальный ток собственного потребления LF412 составляет 6.5 mA , т.е. при питании ±15 V это означает 195 mW рассеиваемой мощности. Для корпуса DIP-8 с тепловым сопротивлением \(R_{\Theta JA}\)=115°C/W повышение температуры составит 22°C . Это означает, что исходный входной ток \(I_b\)=200 pA(max) увеличивается в четыре раза. Если усилитель работает на нагрузку, нагрев только увеличивается. Чтобы получить примерную оценку, следует считать, что для снижения ошибки от саморазогрева ниже уровня 1 mV нагрузка усилителя должна быть выше 1 MΩ . <-

16 В предыдущем издании книги отмечались параметры MAX400M, имевшего \( V_{os}\)=10 μV для наихудшего случая, завершавшиеся уверенным: «Мы ожидаем увидеть прогресс в этой области». Жизнь внесла свои коррективы, и ныне сайт фирмы Maxim говорит о MAX400M следующее:

«Этот компонент производился фирмой на мощностях сторонней фабрики с использованием технологии, которая белее недоступна. Микросхема не рекомендуется для новых проектов. Спецификация оставлена для уже имеющихся пользователей»


Sic transit...
[* Здесь следует заметить, что Maxim всегда была «fabless» компанией и все свои компоненты производила на сторонних фабриках] . <-

17 На самом деле, если предметом основной заботы является шум, LT1167A, стоящий в схеме, можно заменить в 4 раза более тихим инструментальным усилителем INA103, заплатив совершенно возмутительным увеличением входного тока смещения 1 μA . Такой ток увеличит статическое напряжение смещения на дифференциальном сопротивлении источника ( 350-омного моста ) до ±350 μV . <-

Previous part:

Next part: