5.16 Несколько дополнительных замечаний по инструментальным усилителям



==362

Инструментальные усилители, чьё многообразие находит некоторое отражение в табл. 5.8 и 5.9 ( стр. 370-371 ), есть за что любить. Не ленитесь изучать эти таблицы, если нужны хорошие параметры. Здесь же собраны некоторые советы по уходу за инструментальными усилителями и правильному их питанию. Стоит почаще возвращаться к табл. 5.8 по мере знакомства с материалом ⁸¹ .

5.16.1 Входной ток и шум

Инструментальные усилители ( INA ) должны работать с сигналом не искажая его, значит, у них должен быть высокий входной импеданс \(Z_{in}\) , низкий входной ток \(I_{in}\) и небольшой уровень токового шума \(i_n\) . Здесь возникает типичная дилемма: с одной стороны низкое напряжение смещения и шума биполярных транзисторов, а с другой - низкий входной ток и токовый шум полевых. Некоторые инструментальные усилители с биполярным входным каскадом ( например, LT1167/8 ) используют схему компенсации, чтобы снизить входной ток до уровней единиц пикоампер. А INA с автоподстройкой нуля имеют наилучшие параметры смещения, но платят за это токовым шумом и наводками от тактового генератора.



==363

Table 5.8 Selected Instrumentation Amplifiers

Notes: (a)at25°C. (b)at100 Hz. (c) 0.01-10HZ or 0.1-10 Hz; at G=100 if available, (d) at G=100 max, not 1000. (e) superbeta + cancelled input current, ( f) max. ( g ) gain error, at G=100. (h) plus high-freq AZ noise, (j) has input guard pins, (k ) has charge pump to enhance CM performance, (m) plus filter stage and output clamp, (n ) to within 50 mV-200 mV of rail. (0 ) to 0.1%. ( p) can filter if gain greater than minimum, (q) see Figures 5.88 & 5.89. ( r ) V_but to \/ee, but \/ref 0.8 V min. ( s )G=10. ( t ) typical, (u ) ISL28271 for G>10; both are decomp. (v) fyp/ca/bias, offset = 1 fA, 3 fA. (w) warning: high bias current, (x) at 1 kHz. (y ) dual=INA2321. (z) see Figure 5.82. oo os oo 

==364

Для некоторых усилителей входной токовый шум лишь немного превышает уровень дробового шума ( см. §5.10.8 ), но зато он очень заметен в «чопперах» и ОУ на биполярных транзисторах со схемой компенсации входного тока.

5.16.2 Подавление синфазного сигнала

Чаще всего инструментальным усилителям приходится работать с небольшим разностным сигналом на фоне больших синфазных напряжений, что требует наличия большого КОСС.

Чтобы оценить масштаб проблемы, предположим, что INA подключён к измерительному мосту, запитанному от 5V . Синфазный сигнал на входе усилителя равен 2.5 V , а напряжение полной шкалы 10 mV ( т.е. имеем 2 mV/V ). 0.1% от полной шкалы - это всего 10 μV или –108 dB по отношению к 2.5 V синфазного напряжения! Минимальный КОСС всего семи усилителей из табл. 5.8 соответствует таким требованиям ( хотя все, перечисленные в таблице, кроме пяти, подходят под требования по типичным цифрам ). ОУ, чей КОСС не соответствует заданным требованиям, просто будет иметь ошибку, превышающую 0.1% полной шкалы. Следует учесть на всякий случай: большинство INA в таблице имеют смещение, превышающее 10 μV . Таким образом, можно сказать, что для многих задач возможности перечисленных усилителей позволяют выполнить работу на приемлемом уровне ( а где-то так и просто отлично ) как минимум на постоянном токе.

5.16.2.A Зависимость КОСС от частоты

Гораздо более трудной проверкой для КОСС является способность отсекать синфазный сигнал на высоких частотах. Деградация параметров основной массы усилителей начинается в районе 100 Hz...5 kHz ( рис. 5.82 ). Заменяем работу с измерительным мостом на постоянном токе регистрацией падения напряжения на низкоомном токоизмерительном резисторе, включённом последовательно с обмоткой трёхфазного электромотора. Если частота питающей сети достаточно низка ( например, 50 или 60 Hz ), то такую работу можно поручить INA. Но если на обмотки подаётся сигнал с широтной модуляцией ( PWM ) и частотой, скажем, 40 kHz с контроллера, КОСС может снизиться настолько, что INA станет совершенно непригоден к использованию. Таким образом, данные на рис. 5.82 могут не только помочь выбрать правильную модель, но понять, подходит ли INA для данной задачи или нет.



==365

Некоторые из графиков выравниваются после снижения со скоростью 6 dB/octave . Это происходит, потому что в INA есть схемные элементы, позволяющие создать полосовой фильтр во внутренних узлах микросхемы ( с помощью внешнего конденсатора ), который ограничивает прохождение синфазного сигнала на те же 6 dB/octave , компенсируя ухудшение КОСС входного каскада. Эту картину можно наблюдать в AD8293 и AD8553 ( графика #24 и #23a) с фильтром на 1 kHz или для AD8553 и INA337 ( графики #23b и #10 ) с фильтром на 10 kHz . Так же себя ведут некоторые малопотребляющие компоненты, имеющие очень скромные параметры, например, MAX4194 (#10a) потребляет 90 μA и имеет полосу 1.5 kHz , которая определяет падение выходного сигнала при G=100 . Данное явление можно использовать, добавляя фильтр после усилителя, если большая скорость работы не нужна как в схеме слежения за током трёхфазного двигателя.

5.16.2.B Практический пример: увеличение КОСС с помощью предусилителя

Вот интересный пример из коллекции авторов. Требуется регулировать ток через магнит с очень высокой точностью, чтобы удерживать холодные атомы «Конденсата Бозе-Энштейна» и замедлять свет до скорости велосипедиста ( в первом эксперименте такого рода ) ⁸² . Ток может достигать 875 A (!), при этом желательно, чтобы точность поддержания его величины была близка к 10 ppm при использовании 100-микроомного проволочного шунта ( т.е. полная шкала сигнала 87.5 mV ⁸³ ). Схеме приходится работать с дифференциальным сигналом величиной 87.5 mV ( но часто его величина гораздо меньше ) на фоне синфазного напряжения порядка вольта, притом, что рядом текут огромные токи. Для точности 10 ppm требуется КОСС 140 dB и очень низкий дрейф напряжения смещения. Кроме того, нужен низкий уровень шума: в идеальном случае для 10 ppm величина интегрального низкочастотного шума должна быть ниже 0.1 μVpp .

Сочетание очень высокого КОСС с очень низким шумом и смещением - это перебор для любого инструментального усилителя. Проблема разрешается дополнительным каскадом усиления на входе INA ( см. рис. 5.83 ). С участием прецизионного малошумящего ОУ наподобие LT1028A ( типовой дрейф 0.1 μV/°C , низкочастотный шум 35 nVpp ) собран композитный усилитель с G=+51 ( ##§X4.5 ), причём усиление вспомогательного \( A_2\) ( обычный ОУ ) равно +5 . Корректирующий конденсатор \( C_C\) ограничивает полосу ( а значит, и шум ) частотой 10 kHz . Напряжение питания \( A_1\) уменьшено с ±15 V как у \( A_2A_3\) до ±8 V , чтобы снизить температурные эффекты ( дрейф смещения и ошибки от температурных градиентов ).

5.16.3 Импеданс источника и КОСС

Инструментальные усилители примечательны своим высоким входным импедансом, но это не означает абсолютного иммунитета к эффектам несогласованности с сопротивлением источника сигнала ( который сильно ухудшает КОСС разностных усилителей, импеданс которых довольно низок, см. §5.14.3.A ). БОльшая часть справочных данных скромно умалчивает о пробелах в этой области, поэтому совершенно необходимо отдать должное честности фирмы Analog Devices, см. рис. 5.84 . Отметим, что эффект заметнее при больших коэффициентах усиления ( где КОСС весьма неплох и есть что терять ) и на больших частотах ( где из-за входных емкостей начинает падать входной импеданс).

5.16.4 Электромагнитная интерференция и защита входных цепей

При создании собственного или использовании покупного инструментального усилителя приходится заниматься защитой как от перегрузок, так и от электромагнитной интерференции ( EMI ). Пример из жизни. В соседней лаборатории коллега занимался температурным измерениями с помощью термопар, подключённых неэкранированными проводами к выводам INA с большим коэффициентом усиления. И всё бы ничего, но в какой-то момент рядом начал работать ключевой источник питания, и всё завертелось.



==366

Проблема, понятно, заключалась в синфазных наводках от ЭМИ на длинных неэкранированных кабелях. В описанном случае большая рабочая полоса была не нужна и ситуация разрешилась «агрессивными» фильтрами на входных линиях ( рис. 5.85 ). Ограничительные диоды ставить не обязательно, но они могут сильно помочь усилителю выжить при чрезвычайных событиях в источнике сигнала. В том случае, когда необходимо работать в полосе, в которую попадают интерференционные сигналы, отказываться от экранированных линий передачи неразумно. Используйте экранированные провода и следите за путями возврата токов.

Трудно переоценить серьёзность EMI/RFI: радиочастотные сигналы проникают через входы, детектируются и выпрямляются в биполярных ОУ и превращаются в постоянные смещения. Кабели и дорожки на печатной плате могут иметь узкополосные ( высокодобротные ) резонансы, усиливая такие эффекты. Если подключение кабеля, прикосновение к схеме карандашом или просто приближение рук приводит к изменению напряжений смещения, то, возможно, имеет место высокочастотные наводки ( или паразитная генерация ). Для ослабления обоих явлений хорошо подходит последовательное включение специальных индуктивных элементов с намеренно большими потерями ( bead ), но это не панацея и часто нужна дополнительная фильтрация.

5.16.5 Подстройка КОСС и смещения

КОСС и напряжение смещения инструментальных усилителей, имеющих оба вывода «REF» и «SENSE» ( например, INA103 ), можно подстраивать внешними цепями так же, как разностные усилители ( рис. 5.74 ). Правда, гораздо чаще есть только вывод «REF». Этого достаточно для подстройки смещения, но следует учитывать, что любые потенциалы на выводе «REF» должны иметь сопротивление источника не более, чем \(10^{-6}R_f\) ( т.е. несколько миллиом ), чтобы не испортить КОСС усилителя ( 100 dB+ ). Лучше всего такую задачу решать с помощью прецизионного ОУ ( рис. 5.86 ).

Некоторые INA имеют очень удобные выводы под потенциометр для подстройки выходного каскада, а отдельные экземпляры ( например, INA110 ) имеют раздельные пары выводов подстройки для входных и выходных каскадов.

5.16.6 Подключение выводов «REF» и «SENSE» возле нагрузки

Выводы «REF» и «SENSE» можно подключать непосредственно к нагрузке так же, как в разностных ОУ, см. схему 5.78A . Такая конфигурация исключает ошибки от сопротивления проводов и посторонних токов в цепи земли.

5.16.7 Путь входного тока

Сверхвысокое входное сопротивление - основной предмет для гордости инструментальных усилителей, но, как и у обычных ОУ, приходится организовывать пути возврата тока. Если этого не сделать, усилитель войдёт в насыщение. Путь возврата тока получается естественным путём как часть схемы включения измерительных мостов ( рис. 5.64A ), чего нельзя сказать о термопарах ( рис. 5.85 ). Для термопар можно использовать резистор от одного из выводов на землю ( или на среднюю точку для однополярного питания ). Либо для сохранения симметрии можно подключить такие резисторы на оба входа.

5.16.8 Размах выходного сигнала

Если INA работает с малым усилением и входным синфазным напряжением неподалёку от уровней питания ( но в разрешённом спецификацией диапазоне ), внутренний усилитель может войти в насыщение, вызывая появление неправильного напряжения на выходе. Смотрим, например, на график «Зависимость максимального выходного напряжения от синфазного напряжения на входе» в паспортных данных на AD623 ( этот усилитель похож на вариант 5.88A , но имеет на входе эмиттерные повторители на pnp транзисторах ). Если синфазное напряжение на входе равно 0V , а G=10 ( что вполне корректно ) максимальный размах на выходе не может быть выше 1.0 V ! Вы предупреждены!



==367

5.16.9 Примеры схем: источники тока

Отличный КОСС инструментальных усилителей вкупе с очень низкой входной ёмкостью ( типовое значение ∼2 pF ), позволяет создавать активные источники тока, у которых токочувствительный резистор располагается на «горячей» выходной клемме. «Плавающий» INA преобразует падение напряжения на шунте в выходной сигнал относительно земли. Подобное устройство, показанное на рис. 5.87A , является улучшенным вариантом схемы 5.69 ( §5.14.2.D ), использует AD8221B ( >80 dB КОСС до 50 kHz ), а компенсирующая цепочка \(R_1C_C\) отрезает в спектре всё лишнее. МОП транзистор, который включён по схеме с общим стоком, имеет высокое внутреннее сопротивление, поддерживая правильную работу на повышенной частоте. В исходной схеме из-за внутренней коррекции ОУ и ограниченной скорости нарастания параметры ухудшаются с ростом частоты. В новом варианте \(R_3\) работает ограничителем крутизны характеристики МОП транзистора, что улучшает устойчивость ( не следует пренебрегать макетированием схемы с использованием предполагаемой нагрузки ). Транзистор можно выбрать в табл. 3.4 .

Для этой схемы нужен ОУ, который может выдать сигнал с уровнем положительной шины питания ( например, RRIO LT1490 ), а AD8221B требует нескольких вольт отрицательного питания ( –3V будет достаточно ), потому что его вход не допускает напряжений с уровнем отрицательной шины ⁸⁴ .

Низкое напряжение смещения AD8221B ( \( V_{os}\)=25 μV max ) позволяет иметь большой динамический диапазон устройства и даёт всего 0.25 mA ошибки на максимальном токе 5A ( 20'000:1 ).

Если столько тока не нужно, то можно заменить регулирующий элемент на биполярный транзистор, см. рис. 5.87B , где он включён повторителем. Малая ёмкость позволяет иметь широкую рабочую полосу, а малый входной ток AD8221B ( 0.4 nA max ) даёт возможность снизить рабочие токи до 100 μA полной шкалы.



==368

5.16.10 Прочие конфигурации

Классическая схема на трёх ОУ ( рис. 5.77 ) используется очень широко, особенно в инструментальных усилителях Burr-Brown/TI ( их обозначение «INAxxx» ), но, если углубиться в справочные данные, можно обнаружить и иные схемы, где были выбраны иные приоритеты по параметрам и стоимости. Сейчас возможно создать приличную схему не углубляясь в детали реализации ( всё, что нужно знать, есть в таблицах параметров ), но некоторые из имеющихся схем интересны необычными деталями, которые могут застать разработчика врасплох. Пример: усилитель по схеме _E ( табл. 5.8 на стр. 363 ) можно повредить дифференциальным напряжением, превышающим ±0.5 V (!) ⁸⁵ , а конфигурация _F не работает, если вывод «REF» заземлён ( притом даже, что схема подразумевает использование низковольтных однополярных источников ). Чуть абстрагируясь от всех этих затруднений, проведём краткий обзор предложенных схем.

Общие принципы, которые верны для всех вариантов, кроме схем _D и _E .

1. Напряжение, прикладываемое к резистору \(R_g\) , задающему усиление, в точности равно входному дифференциальному напряжению и создаёт ток \(I_g=Δ V_{in}/R_g\) .
2. Этот ток используется для создания выходного напряжения, в точности пропорционального полученному току \( V_{out}∝ I_g\) .

На классической схеме _A это хорошо видно: входные ОУ ( или их функциональный эквивалент - данные элементы не обязаны быть полнофункциональными операционными усилителями ) создают на концах \(R_g\) точный эквивалент \(Δ V_{in}\) и как следствие вызывают появление тока через два \(R_f\) . Отсюда изменение равно: \(Δ V_{out}=(Δ V_{in}/R_g )/( R_g+2R_f\) ) . Разностный усилитель с единичным усилением преобразует эту разницу в однополярный сигнал на выходе, а общее усиление схемы G=1+2(\(R_f/R_g\)) .



==369

Схема _C работает аналогично, но здесь есть согласованный эмиттерный повторитель \(Q_1Q_2\) , который создаёт на концах \(R_g\) копию напряжения \(Δ V_{in}\) , а ОУ следят за равенством эмиттерных токов ( и как следствие отсутствием посторонних добавок в выходной сигнал) ⁸⁶ . В этой и следующих схемах \( V_B\) обозначает опорный потенциал.

У схем _C и C2 есть приятная особенность: они позволяют поставить небольшие конденсаторы, противодействующие радиочастотным наводкам ( RFI ), между базой и эмиттером входных транзисторов, т.к. имеют соответствующие выводы. Конденсатор должен быть небольшим - 100 pF и менее, чтобы не ухудшать устойчивость усилителя и его полосу ⁸⁷ .

Схема _B интересна другим: она экономнее расходует операционные усилители и подстроечные резисторы, расплачиваясь за это меньшим КОСС, особенно на высоких частотах ( ещё одной её жертвой являются несчастные читатели, пытающиеся разобраться, как она работает ). Схема C2 - аналог схемы _B на внешних дифференциальных парах ( а схема _C - аналог схемы _A ). Параметры у них вполне заурядные.

Схема _F развивает идею превращения \(Δ V_{in}\) на концах \(R_g\) в ток разбаланса в суммирующей точке \(U_1\) , который преобразуется в однополярное выходное напряжение. В этой схеме \(Q_3(Q_4) \) образует «шунтирующий каскод» , удерживая потенциал стока \(Q_1(Q_2) \) при прохождении тока ( он подключён к источнику удвоенного тока покоя и, таким образом, забирает [* отдаёт же ] ток ). Схема требует аккуратной подгонки источников тока и токовых зеркал ( точнее, хорошей согласованности источников тока и зеркала во всём диапазоне синфазного сигнала ). Очевидно, такая задача решается хорошей схемотехникой ( и всякими трюками вроде каскода ) и приводит в итоге к типовому КОСС 140 dB ⁸⁸ .



==370

Усилители D и E отличаются от прочих. В схеме _D летающий конденсатор \( C_S\) периодически подключается к дифференциальному входу, а потом передаёт заряд на конденсатор «хранения» \( C_H\) , на котором создаётся однополярная копия входного сигнала ( измеряемая относительно земли ). Звучит интересно, но схеме свойственен высокий уровень шума и низкая скорость передачи заряда ( 3...6 kHz для двух экземпляров из табл. 5.8 ( стр. 363 ), которая уменьшает рабочую полосу и удлиняет время установления. Эта схема чувствительна к сигналам с частотой, равной половине частоты переключения. Зато такие компоненты недороги и в некоторых случаях очень удобны.

И наконец, в схеме _E выходные токи от пары усилителей тока с дифференциальными входами складываются и приводятся к единому знаменателю: один усилитель видит пару входных линий, а второй - часть поделенного выходного напряжения. В итоге они создают однополярный выходной сигнал в соответствии со схемой. Такая недорогая структура ( без лазерной подгонки резисторов и пр. ) ограничивает дифференциальное напряжение на входе, а значит, возможны большие коэффициенты усиления при довольно низкой точности их установки ⁸⁹ . Интересно, что самый быстрый на момент написания книги усилитель ( табл. 5.8 ) имеет именно такую схему.

5.16.11 Автоподстройка нуля и чопперы среди инструментальных усилителей

Уже знакомая техника подстройки нуля используется не только в ОУ с «нулевым смещением» ( §5.11 ), но и в некоторых низковольтных КМОП инструментальных усилителях. Их можно узнать по очень низким цифрам смещения - порядка десятков микровольт, на которые не-AZ варианты не посягают ( см. табл. 5.8 на стр. 363 ). Такие усилители имеют отличный КОСС, но платят за это широкополосным шумом, шумом переключения ⁹⁰ и иногда входным током и токовым шумом. Они особенно удобны в низкочастотных схемах, например, входных каскадах интегрирующих АЦП ( см. рис. 13.67 ), или в связке с ФНЧ.

5.16.12 Инструментальные усилители с программируемым усилением

У классических ОУ усиление определяется внешним делителем, а разностные усилители ( табл. 5.7 , стр. 353 ) имеют обычно фиксированное усиление, заданное внутренним набором резисторов. В инструментальных усилителях ( табл. 5.8 , стр. 363 ) оно выставляется масштабирующим резистором \(R_g\) . Некоторые усилители из табл. 5.8 имеют в составе микросхемы несколько уже подстроенных \(R_g\) , а коэффициент усиления выбирается внешними перемычками. Остался один шаг до усилителя с программируемым усилением ( PGA ). Усиление выбирается цифровым кодом ( такой код может выставляться на внешних параллельных выводах или загружаться через последовательный порт типа SPI или I2C, см. Части 14 и 15 ). Это, по сути, интегральная версия программируемого усилителя с рис. 5.80 .

Table 5.9 Selected Programmable-gain Instrumentation Amplifiers

Notes: (a) at 25°C. (b) at 100 Hz. (c) 0.01-10 Hz or 0.1-10 Hz, at G=100 if available. (d) at G=100 or max, not 1000; no source imbalance. (e) abs max. ( f) separate LV output rails. ( g ) at G=max. (h) plus HF auto-zero noise. (k ) caution: high bias currents. (m) plus filter stage and output clamp. (n ) to within 50 mV-200 mV of rail. (o) see Fig. 5.82. ( p) rail-to-rail input, provided AGND away from rails. (q) 250 kHz chopper. ( r ) ^out to V_ee, but V_ref=0.8 V min. ( s ) 2V/?s at G=1000. 

==371

В качестве примеров можно назвать законченные инструментальные PGA: PGA204/5, LMP8358 и PGA280, см. табл. 5.9 . PGA202/3 ( КМОП ) and PGA204/5 ( биполярный ) - традиционные «высоковольтовые» ( до ±18 V ) микросхемы, с выбором коэффициента усиления параллельным 2-разрядным кодом ( выбор из набора 1, 10, 100, 1000 для PGA202/4 и 1, 2, 4, 8 для PGA203/5 ). Более новый LMP8358 - низковольтовый с однополярным питанием ( от 2.7 до 5.5 V ) с автоподстройкой нуля и выбором коэффициента усиления из набора 10–20–50–100 –200–500–1000 , с универсальными выводами программирования. Три вывода могут использоваться или как параллельный порт установки усиления, или как 3-проводный SPI. Через них можно настраивать усиление, входную полярность, рабочую полосу и считывать признаки ошибок. Усилитель быстрый ( 8 Mhz ) и точный ( \( V_{os}\)=10 μV max ).

Наконец, очень продуманный PGA280 закрывает потребности в усилителе для сигналов с размахом ±10 V и более, но имеет при этом отдельное питание выходного каскада, совместимое с современными однополярными низковольтовыми АЦП и микроконтроллерами. На вход можно подавать до ±15.5 V ( при питании ±18 V ), а выход подключать к источнику питания АЦП или µC от +2.7 до +5V ⁹¹ . Все эти дополнительные элементы избавляют от массы проблем по защите входов низковольтовых компонентов. У PGA есть и вывод «REF», через который устанавливается уровень середины шкалы. Выход дифференциальный, но вместо пары комплементарных выводов можно использовать только один на выбор ( с некоторой потерей точности ).

Характеристики микросхемы превосходны. Коэффициент усиления выбирается через последовательный порт из диапазона от 1/8 до 128 ( кратно степени 2 ), низкое смещение с автоподстройкой ( ±15 μV max при \( G\)=128 ), высокий входной импеданс ( > 1 GΩ тип. ), малый дрейф усиления ( ±3 ppm/°C max ) и отличный КОСС ( в зависимости от усиления от 130 до 140 dB тип. ). Кроме того, в корпусе есть мультиплексор для выбора одной дифференциальной пары из двух имеющихся, дополнительный двунаправленный цифровой 8-разрядный порт и некоторое количество настроечных и сигнальных элементов.

Table 5.9 Selected Programmable-gain Instrumentation Amplifiers ( cont’d )

( t ) typical. (u ) 148-page user manual; includes ADC for sensor span, offset tempco cal, etc.; parameters stored in external SoT23 EEPROM. (v) caution: the RR output parts often don't allow the REF pin to be close to ^ee; be sure to check the datasheet! (w) part with large gain error assume you’ll perform gain calibration. (x) the CMRR spec is typically at 60 Hz; check the plots if you care about performance at higher frequencies. 

==372

Пример устройства, где такой компонент встаёт идеально, можно посмотреть на рис. 5.90 . Это экспериментальный манипулятор ⁹² , который приводится в действие одним двигателем. Для управления требуется знать вращающий момент ( по величине тока обмоток ) и контактное давление на поверхности зажимов ( если оно есть ). Широкий диапазон входных напряжений и два дифференциальных канала позволяют решить такую задачу достаточно легко. Вообразим пару термисторов, нагретых за счёт измерительного тока до нескольких градусов выше температуры окружающей среды, которые расположены в зоне контакта и токовый шунт в земляной линии питания двигателя. Выходные линии идут на АЦП в микроконтроллере, который выбирает канал и коэффициент усиления. Термисторы встроены в пальцы таким образом, чтобы прикосновение вызывало ступеньку в выходном дифференциальном сигнале, за которым следует ещё одна ступенька в том же направлении, когда в контакт входит термистор второго «пальца». ( Величина скачка даёт информацию о материале объекта ). Токовый датчик в цепи двигателя подключён по 4-проводной схеме, чтобы исключить ошибки на ненулевом сопротивлении шины земли. Сигнал проходит через фильтр, потому что широтно-импульсное управление создаёт изрядный высокочастотный шум.

Подбирая хороший инструментальный усилитель, не следует забывать PGA для работы со специализированными датчиками и т.п. устройствами - PGA309 ⁹³ и PGA2310 ⁹⁴ .

PGA достаточно популярны в качестве составных частей более сложных интегральных схем типа АЦП ( рис. 13.67 , 13.70 и 13.71 ) и микроконтроллеров ( рис. 15.10 ).

5.16.13 Получение дифференциального выходного сигнала



==373

И инструментальные , и разностные усилители превращают дифференциальный входной сигнал в однополярный выходной. Чаще всего это именно то, что требуется, но бывают ситуации, когда нужен именно дифференциальный выходной сигнал, например, при подключении к аналого-цифровым преобразователям ( АЦП, которым посвящена Часть 13 ). Проще всего задача решается с помощью инвертора с единичным усилением, подключённого к однополярному выходу, см. рис. 5.91A ⁹⁵ . Такое решение работает, конечно, но точность усиления оставляет желать лучшего, за исключением ситуации, когда резистивный делитель согласовывается как по точности, так и по стабильности с резисторами в усилителе. Проблема решается в схеме B ( рис. 5.91B ). Здесь инвертор с единичным коэффициентом усиления подаёт на выход «SENSE» симметричное напряжение относительно какого-либо опорного уровня, например, земли. Конфигурация сохраняет точность усиления, а эффект от несогласованности резисторов проявляется как смещение симметричного выхода относительно опорного напряжения, но такое смещение не слишком критично для дифференциального сигнала.

Обе схемы имеют общий недостаток - задержку ( или фазовый сдвиг), вызванную конечной скоростью работы инвертирующего каскада. Одним из решений будет использование двух согласованных усилителей ( рис. 5.66F ), но гораздо лучше, особенно если требуется большАя рабочая полоса и малое время установления ( как для АЦП ), будет использовать дифференциальный усилитель ( или полностью дифференциальный усилитель, если важно подчеркнуть разницу ). Термин относится к усилителям с дифференциальными входами И выходами, см. §5.17 . Таким усилителем является PGA280 из предыдущего параграфа ( хотя официально он называется «инструментальным усилителем» ).



==373