5.10 (II) Выбор точного операционного усилителя



==328

5.10.9 КОСС и КОИП

Коэффициент ослабления синфазных сигналов - КОСС ( или CMRR ) говорит, насколько изменится входное напряжение смещения \( V_{os}\) при изменении синфазного напряжения на входе. Проблема в том, что такое изменение маскируется под изменение входного сигнала.

Величины КОСС имеют разброс от 70 dB ( мин ) у очень симпатичного во всём остальном LMC6482 ( недорогого сдвоенного КМОП ОУ ) и до 130 dB у OPA277. Степень уменьшения коэффициента на высоко частоте - достаточно важный параметр и в паспортных данных обычно приводится график, на который рекомендуется взглянуть, например, проверить две упомянутые микросхемы. Графики для нескольких ОУ приведены на рис. 5.73 и 5.82 . Типовые цифры КОСС LMC6482 начинают падать, начиная с 1 kHz , и на 10 kHz снижается до 80 dB . Интересно, что у OPA277 и AD8622 ( ещё один дорогой ОУ с высокими параметрами на постоянном токе ) КОСС падает до 80 dB на 10 kHz , совсем как у «обычного КМОП ОУ» - любимого расходного компонента авторов. Другие усилители ведут себя лучше: LT1007 имеет 114 dB (тип.) на 10 kHz . И напоследок вновь напомним
важное предупреждение : цифры КОСС часто относятся к узкому диапазону входных синфазных сигналов, и следует очень внимательно изучать паспортные данные.

Универсальный способ решения проблем: освящённый веками способ избавления от всех проблем с КОСС - использование инвертирующей схемы включения усилителя.

Коэффициент ослабления источника питания - КОИП ( или PSRR ), который не указан в табл. 5.5 на стр. 320 - 321 , говорит, на сколько меняется \( V_{os}\) при изменении напряжения питания. Типичные значения для постоянного тока: 60...80 dB для LMC6482, 130 dB у OPA277, но только 100 dB у AD8622. Читайте справочные данные!

Часто случается, что параметры одного вывода питания существенно хуже, чем другого. Это особенно актуально для переменного напряжения из-за присутствия внутри ОУ конденсатора частотной коррекции ( см. рис. 4.43 , где \(Q_5\) и \(Q_6\) привязываются к потенциалу отрицательной шины ). Например, OPA277 теряет 25 dB на отрицательном источнике. КОИП по переменному напряжению имеет значение в двух областях: на 100...120 Hz ( и гармониках ) для пульсаций сетевого источника питания и на высоких частотах, для предотвращения перекрёстных наводок с соседних компонентов.

Типовая защита от проблем с КОИП в чувствительных схемах, например, входных каскадах - RC фильтры на шинах питания.

5.10.10 GBW, f_T, скорость нарастания, «m» и время установления

Принято считать, что не бывает слишком большого GBW ( или \( f_T \) - изначальное наименование, которое предпочитают авторы, см. рис. 5.42 ). В конце концов, большое GBW означает большее петлевое усиление, а значит, меньшие ошибки ( по усилению, по фазе, искажения ). Даже больше, с большей \( f_T \) и скорость нарастания в соответствии с формулой S=0.32×m×\( f_T \) выше, что подробно объясняется в ##§X4.9.

Большая скорость нарастания означает большую полосу полной мощности ( FPBW ): синусоидальное напряжение \( V( t )=A\sinωt\) имеет наибольшую скорость нарастания S=A\(ω\) , а значит, \(\mathrm{FPBW}=S/(πVpp\) ) . Наконец, из-за того, что первым компонентом установления выходного сигнала является задержка изменения напряжения \( t=Δ V/S\) , более высокая \( f_T \) - важное условие ( а часто, основное ) красивых цифр времени установления. Данные табл. 5.4 ( стр. 310 ) и табл. 5.5 ( стр. 320 - 321 ) позволяют разобраться в главном вопросе: чем приходится платить за широкую рабочую полосу?

5.10.10.A Сопутствующие обстоятельства: GBW и f_T

Для начала небольшое отступление по поводу « GBW » и «\( f_T \)». На рис. 5.42 приведён график зависимости усиления без обратной связи от частоты для широкополосного усилителя THS4021. Это недокорректированный ОУ. Он устойчив при коэффициентах усиления с обратной связью больших 10× . GBW - это усиление без обратной связи, помноженное на верхнюю граничную частоту. Вблизи верхней границы усиление падает со скоростью 6 dB/octave ( т.е. \( G_{OL}∝\) 1/\( f \) ), и экстраполяция даёт снижение усиления до \( G_{OL}\)=0 dB на частоте равной GBW . На самом деле в этой точке усиление меньше единицы, чему виной дополнительные высокочастотные полюса в усилителе. Строго говоря, обозначение \( f_T \) используется для более низкой частоты, где \( G_{OL}\) и в самом деле равно 1 .



==329

Но всем нравится простое обозначение \( f_T \) , и поэтому его часто неправильно употребляют вместо GBW . Ошибка вполне объяснимая, если учесть, что для ОУ, скорректированных для единичного коэффициента усиления, а под такое определение подпадает большинство моделей, значение \( f_T \) почти не отличается от GBW . Так или иначе, но во всех случаях, кроме оговоренных особо, под \( f_T \) будет подразумеваться GBW .

5.10.10.B Стулья и табуретки

Если принять напряжение смещения ОУ за одну ногу табуретки ⁴² , то полоса и скорость образуют остальные. Многие быстрые ОУ, претендовавшие на попадание в список прецизионных ( табл. 5.5 , стр. 320 - 321 ), были исключены из-за слишком большого напряжения смещения, но некоторые объединились в свою собственную таблицу ( табл. 5.4 , стр. 310 ). Например, туда попал LT6200 с GBW=165 MHz , 0.95 nV/\(\sqrt{Hz}\) и смещением 1.0 mV . Это обычный усилитель с обратной связью по напряжению ( VFB ), имеющий скорость нарастания 50 V/μs и время установления 140 ns . А что с ним не так? 50 V/μs слишком мало, или 10 V ( ±5V ) - это слишком узкий диапазон напряжения питания? 16.5 mA потребляемого тока много? Может входной ток 40 μA (!) слишком велик? Основная мысль состоит в том, что высокие цифры \( f_T \) имеют свою цену и, возможно, в том или ином усилителе и вовсе нет ничего интересного. Но в случае LT6200 речь идёт о менее чем 1 nV/\(\sqrt{Hz}\) шума, 1% искажений на 50 MHz и RRIO ⁴³ . Есть вариант LT6200-10 с GBW=1.6 GHz . Красота!

В табл. 5.5 ( стр. 320 - 321 ) включены несколько замечательных скоростных усилителей, причём в одном случае авторы проглядели несколько, скажем, посредственное значение \( V_{os}\) . Один из таких любимцев - OPA656 – представитель компактного семейства очень удобных ОУ, предлагаемых подразделением BurrBrown фирмы TI. Он сочетает GBW=230 MHz, 240 V/μs скорость нарастания и 20 ns времени установления. Входной ток его полевых транзисторов 2 pA , а входная ёмкость - менее 3 pF . Это те причины, по которым можно простить 1.8 mV смещения, особенно если учесть 7 nV/\(\sqrt{Hz}\) шума. Он великолепен в качестве трансимпедансного усилителя для фотодиодов ( см. §X4.3 и ##§X4.9 ). В паспортных данных есть даже график искажений, воспроизведённый здесь на рис. 5.44 , где можно видеть, что на 10 MHz и далее уровень искажений менее 0.1% . Есть 1.6-гигагерцовый вариант OPA657. Если нужен широкий диапазон питания и необходим меньшее напряжение шума, можно переключиться на OPA637 с \(e_n\)=4.5 nV/\(\sqrt{Hz}\). Входная ёмкость чуть больше ( 7 pF ), а полоса уже ( 80 MHz ). И, наконец, есть OPA380 ( 90 MHz ), о котором уже говорилось. Очень приятная линейка усилителей.

В области малых искажений есть LT1468 фирмы Linear Technology ( 90 MHz , 75 μV , ±15 V питания ). Для него заявлены 0.7 ppm искажений для сигнала 10 V и время установления 0.8 μs . Хорошее подспорье для алчных АЦП. Чтобы не отстать, National Semiconductor выкатил LMP7717 - КМОП ОУ с \( f_T \)=88 MHz , потребляющий всего 1 mA и работающий от 1.8 V полного (!) размаха питания, входной ток 1 pA , \(e_n\)=6 nV/\(\sqrt{Hz}\) , \( V_{os}\)=150 μV и RR выход. Компоненты, подобные этому предполагают, что пользователю нужны и скорость, и точность.

5.10.11 Искажения

Несмотря на то, что большая часть прецизионных схем предназначена для работы на низких частотах или постоянном токе, есть задачи, где нужна точность на высокой частоте: звук и изображение, связь, научные приборы и т.д. Со снижением усиления на высокой частоте растут входные ошибки и выходной импеданс, а скорость нарастания приобретает всё большее значение. Требуется метод выяснения наивысших параметров ОУ на средних и высоких частотах. Некоторые производители включают в паспортные данные графики гармонических искажений, но сравнивать даже табличные значения сотен претендентов – дело весьма утомительное, а выискивать и сравнивать многочисленные графики искажений - тягостно вдвойне.



==330

Авторы предлагают некоторый бонус ( книга-то недешёвая! [* Хм] ): на рис. 5.43 и 5.44 приводится уже сделанное сравнение графиков пятидесяти усилителей: на первом - высоковольтовые, на втором - низковольтовые вместе с RRO моделями ( в т.ч. некоторыми высоковольтовыми ). В табл. 5.4 ( стр. 310 ) и табл. 5.5 ( стр. 320 - 321 ) есть отметка в колонке «dist graph», если усилитель имеет свой график на одном из этих рисунков. Кроме того, были проведены измерения для некоторых популярных старых моделей, не имеющих таких сведений в паспортах, см. рис. 5.19 .

В категории высоковольтовых победителями стали Burr-Brown/TI OPA134 и OPA627 и TI/National LME49990 и вся линейка LME49700. Туда же можно отнести LT1468 фирмы Linear Technology. Analog Devices со своим AD8021 побеждают на высоких частотах и рекомендуются производителем в качестве буферных усилителей для АЦП. THS3061 с исключительно высокой скоростью нарастания 7000 V/μs очень хорош на частотах выше 100 kHz и вдобавок способен выдать 145 mA в нагрузку 50 Ω . OPA1632 и LME49724 являются полными дифференциальными усилителями, см. §5.17 .

В список низковольтовых и RR усилителей вошли по большей части модели, работающие от ±5V и более низких напряжений. Большая часть ОУ относится к RRO типу, что наглядно показывает их способность играть на поле точных схем. Некоторые низковольтовые усилители проигрывают своим высоковольтовым собратьям из-за того, что работают только с очень низкими уровнями сигналов. Стоит взглянуть на график ПТ ОУ OPA1641 - абсолютного чемпиона среди высоковольтовых усилителей: 0.5 ppm при амплитуде сигнала 8.5 Vpp . Ничего подобного среди низковольтовых и RRO компонентов нет. Победителем среди низковольтовых является OPA376 ( 3 ppm для сигнала с амплитудой 2.8 V ). Любопытно, что оба они используют выходную схему Монтичелли ( см. рис. 5.35 и §X4.11.5 ).

5.10.11.A Искажения: некоторые замечания

Здесь стоит кое о чём предупредить: часто, ознакомившись с графиками искажений, люди думают, что их достаточно для сравнения усилителей. Но некоторые методы измерения искажений требуют определённой изворотливости, посему здесь перечисляются некоторые ограничения.

Во-первых, стандарта на искажения ОУ нет, и производители вольны использовать любые условия измерений ⁴⁴ . Одни используют THD , другие THD+N , третьи указывают уровни конкретных гармоник, например, 2-ой и 3-ей. Эти неочевидные условия влияют на результат.

Во-вторых, графики искажений порой обнаруживают артефакты, оставшиеся от процесса измерений. Скажем, кривые на рис. 5.43 и 5.44 имеют плоский профиль искажений, начинающийся от постоянного тока и часто простирающийся далеко за частоту, в которой начинается спад усиления ОУ без обратной связи ( т.е. после главного полюса ). Это противоречит имеющимся данным и больше похоже на шумовые ограничения измерительных приборов, а не реальные цифры, т.е. усилитель лучше, чем заявлено.

В-третьих, графики всегда имеют ожидаемый рост искажений с ростом частоты: нелинейности растут, а усиление с обратной связью падает, причём оба процесса идут как внутри ОУ, так и в измерительных цепях. Беда в том, что эта область частотной характеристики сильно зависит от амплитуды сигнала и величины нагрузки, т.е. тех самых параметров, которые меняются от производителя к производителю. На некоторых частотах восходящая ветвь может проходить гораздо круче. Это типичная картина повышенного уровня третьей гармоники. Сформулировать какие-либо идеи относительно соотношения уровня второй и третьей гармоники для конкретного ОУ не удаётся, но похоже, что основные неприятности доставляет вторая. Достаточно неожиданный результат, особенно если учесть, сколько усилий тратится на создание полностью симметричных схем.

В-четвёртых, в области «<10 ppm» начинают происходить странные вещи. Как однажды заметил мудрый Джим Вильямс:

«Если вы померили что-либо с точностью 1 ppm, то, вернее всего, где-то в рассчётах ошибка».

На рис. 5.45 показана одна из проблем из числа тех, о которых часто забывают. Есть точный ОУ OPA1641, способных работать в зоне долей ppm : уровень искажений у него менее 1 ppm на 1 kHz и менее 20 ppm в неинвертирующем включении на 100 kHz . Это усилитель на полевых транзисторах с входной ёмкостью 8 pF ( достаточно низкая цифра, особенно если учесть напряжение шумов: всего 5 nV/\(\sqrt{Hz}\) ). С похвальной откровенностью спецификация предупреждает, что входная ёмкость « n-канальных полевых транзисторов входного каскада склонна к изменению под влиянием приложенного входного синфазного напряжения». Предупреждение сопровождается графиком зависимости уровня искажений от внутреннего сопротивления источника сигнала, подключённого к переменной входной ёмкости. Например, с \(R_S\)=600 Ω на 100 kHz искажения резко возрастают уже до 100 ppm . Таким образом, этот тип искажений предлагается контролировать точным согласованием импедансов ( будьте внимательны: указанный эффект не ограничивается одним только OPA1641 ! ). Есть решение: надо использовать инвертирующую конфигурацию.

Наконец, взглянем на схему для измерения искажений на уровне меньше 100 ppm ( рис. 5.46 ). Приём заключается в 100-кратном снижении петлевого усиления и увеличения тем самым искажений в 100 раз. Полученная цифра, поделенная на 100 , и есть паспортное значение искажений. Но немедленно возникают мысли об искусственном характере теста, где ОУ видит на входе сигнал с нетипично низким импедансом. Самый безопасный вывод: в этом направлении стоит провести дополнительные исследования ⁴⁵ .



==331



==332

5.10.12 «Два из трёх не так плохи»: создание идеального операционного усилителя

[* Что-то из американской культуры «Two out of three isn’t bad». Опять Лебовский ? ]

Ранее было объяснено, что идеального усилителя не существует, но опускать руки не стОит: обычно есть обходные пути. Если нужные входные характеристики имеются у одного ОУ, а выходные - у другого, то можно попробовать создать из двух микросхем один «композитный» усилитель, который будет работать в цепи обратной связи как одно целое, совмещая преимущества исходных компонентов. Или можно собрать композитных усилитель, добавив к нужному ОУ входной или выходной каскад на дискретных транзисторах. Если общее усиление устройства с обратной связью достаточно велико, скажем G=10'000 , может статься, о частотной коррекции не придётся заботиться ( см. рис. 5.61 ). В любом случае, не так уж сложно управиться со схемой с G=1 и большим петлевым усилением, как в устройстве, которое разбирается в ##§X4.5.

Среди прочего обсуждение темы композитных усилителей в Части X4 описывает надёжную конфигурацию, в которой усиление второго ОУ снижается до единичного на частоте, которая гораздо выше \( f_T \) первого усилителя, чтобы упростить задание коэффициента передачи обратной связи. Кроме того, в такой схеме нет ограничений на синфазные напряжения или входные цепи усилителя. Хорошая схема, которая подойдёт, если, как это часто бывает, подобрать рабочую композитную схему из уже имеющихся не получится.

5.10.12.A Пример разработки: прецизионный сильноточный пьезо-позиционер

Очень интересным использованием композитного усилителя является точный привод микроскопа, выполненный в виде многослойного пьезо-элемента. Эти устройства являются одновременно и быстрыми, и жёсткими и обеспечивают устойчивое и точное позиционирование в пределах рабочего диапазона. Выбранная модель может при нагрузке в десятки килограмм изменять координату за доли миллисекунды, с нанометровой точностью и с полным диапазоном перемещения 6 μm . А вот как нагрузка пьезо-элементы отвратительны: они имеют высокую ёмкость ( в данном случае 0.75 μF ) и требуют достаточно высоких управляющих потенциалов ( здесь полная шкала составляет 100 V ).

Схема драйвера показана на рис. 5.47 . При проектировании учитывались умеренные требования к скорости 1 V/μs , которые требовали \(I=C·dV/dt\)=1.5 A для ёмкости пьезо-элемента 1.5 μF . Источником сигнала служит DAC8831 ( 16-разрядный ЦАП по схеме «R-2R» с полной шкалой +5V и \(R_{out}\)=6.25 kΩ ) с быстрым интерфейсом SPI. При работе от источника опорного напряжения 5V вес младшего разряда составляет 76 μV . ЦАП требует буферного ОУ со входным током меньше 12 nA , чтобы падение, возникающее на выходном сопротивлении 6.25 kΩ , не превышало единицы младшего разряда. При этом усилитель должен выдавать сигнал 100 V на нагрузке 1.5 μF .

Итак, требуется мощный ОУ с питанием 150 V , выходным током 1.5 A , смещением менее 75 μV и входным током менее 10 nA . Ищем, ищем... ничего не находим. Нет таких усилителей, и придётся делать композитную схему с усилением G=20 и частотным откликом 25 kHz , что составляет 1/5 от собственного резонанса привода.

В качестве входного взят AD8675 ( табл. 5.5 , стр. 320 - 321 ). У него небольшие ошибки по входу ( 75 μV и 2 nA max ) и достаточный размах по выходу, чтобы раскачать высоковольтный каскад. В качестве выходного выбран Apex PB51. Он может работать при напряжении до 300 V и выдавать ток 1.5 A , но тут надо уточнять границы области безопасной работы. Скажем, если нужен ток 2A , то необходимо понижать напряжение питания до 130 V и отбирать такой ток не долее, чем 100 ms . Максимальные цифры его входных ошибок 1.75 V (!) и 70 μA (!) , поэтому производитель называет его драйвером, а не операционным усилителем! Коэффициент усиления устанавливается внешним резистором, здесь 52,3 kΩ для G=20 , чтобы подогнать параметр под технические требования.



==333

Цепь обратной связи \(R_1R_2\) выставляет общий коэффициент усиления схемы на уровне G=20.1 . Общая схема коррекции композитного усилителя описана в ##§X4.5. В данном примере используется другой подход. Выше 25 kHz конденсатор \( C_2\) изолирует вход \( A_1\) от выхода \( A_2\). При такой схеме не нужно заботиться о реакции \( A_2\) на высоких частотах, когда выход воюет с емкостной нагрузкой. Это довольно необычное включение, которое пришлось использовать из-за, мягко говоря, проблемной нагрузки. С другими композитными усилителями его родит единая общая цепь обратной связи, определяющая усиление в рабочем режиме.

Чтобы разобраться, как работает схема, предположим, что ЦАП выдаёт перепад 2V на вход \( A_1\) , который, благодаря \( C_2\) , на высоких частотах работает как повторитель. Такой сигнал заставляет \( A_2\) начать накачку тока в нагрузку \( C_l\) , чтобы потенциал на ней изменился на 2×20.1=40.2 V . Когда данная цель достигнута контроль переходит к \( A_1\) , который начинает выдавать сигнал коррекции, чтобы подогнать выход к заданному точному значению.

Несколько дополнительных пояснений. Выход ЦАПа сглаживается с помощью \( C_1 \) ( постоянная времени 10 μs ), чтобы не «растрясти» усилитель с небольшой рабочей полосой. Последовательная RC цепочка на выходе обеспечивает устойчивость двояким способом: она снижает усиление \( A_2\) без обратной связи на высоких частотах и демпфирует нагрузку. Такая цепь часто используется в усилителях звуковых частот. Не следует забывать о непривычно большой развязке по питанию ( 10 μF ), которая на схеме не показана, но необходима при столь значительных токах нагрузки.

Дополнительные примеры композитных усилителей можно найти в §X3.15.4 ##§X4.5 и на рис. 5.58 , 5.59 , 5.61 , 8.49 , 8.50 A , 8.78 , 8.80A и 13.48 [* 3.34 , 3.37 с подробным разбором конструкции ] .

Другие примеры, использующие принцип добавления внешних блоков усиления, включают:

1. дискретные полевые транзисторы на входе ОУ ( рис. 5.58 ),
2. выходной буфер с единичным усилением ( §5.8.4 ) и
3. источники повышенного напряжения для расширения диапазона рабочего напряжения или улучшения КОСС ( рис. 5.79 ) ⁴⁶ .



==333