4.5 Подробный разбор нескольких схем на ОУ



==254

Характеристики рассматриваемых схем сильно зависят от ограничений операционных усилителей, поэтому будут разбираться достаточно подробно.

4.5.1 Активный пиковый детектор

Существует много задач, где требуется определить максимально возможное значение, которое может принимать сигнал. Самый простое решение - взять диод и конденсатор ( рис. 4.57 ). Входной сигнал заряжает ёмкость до наивысшего потенциала, а диод позволяет сохранить заряд, когда уровень сигнала снизится.

Решение имеет несколько серьёзных недостатков. Входной импеданс непостоянен и очень низок на пиках входного сигнала. Падение напряжения на p-n переходе делает детектор нечувствительным к изменениям сигнала, меньшим ∼0.6 V , и неточным для больших изменений ( когда присутствует падение на диоде ). Падение напряжения на p-n переходе зависит от температуры и тока, т.е. устройство будет иметь дополнительные температурные ошибки и зависимость от скорости изменения сигнала, т.к. \(I=C( dV/dt )\) . Входной эмиттерный повторитель улучшит только первую из перечисленных проблем [* входной импеданс] .

На рис. 4.58A представлен модифицированный вариант схемы. Её параметры улучшаются за счёт обратной связи. Снимая сигнал обратной связи с конденсатора можно избавиться от проблем с падением напряжения на диоде. Сигнал на выходе схемы показан на рис. 4.59 .

Ограничения ОУ влияют на схему по трём направлениям.



==255

1. Конечная скорость нарастания вызывает проблемы, даже при относительно медленном изменении входного сигнала. Картина становится понятнее, если учесть, что ОУ уходит в отрицательное насыщение, когда вход имеет потенциал ниже, чем выход ( стоит разрисовать картинку на бумаге, не забывая при этом о падении на диоде ). Поэтому, всякий раз, когда вход опять становится положительнее выхода, последнему приходится выходить из насыщения ( и опять это падение на диоде! ). Для скорости нарастания \( S\) процесс займёт \( ( V_{out}-V_-)/S\) . Здесь \( V_-\) - отрицательное напряжение питания. Улучшенная схема 4.58B исправляет данный недостаток.

2. Входной ток вызывает некоторый разряд ( или заряд, в зависимости от знака входного тока ) конденсатора хранения. Данное явление иногда зовётся «спад напряжения» , и проще всего от него избавиться, используя ОУ с низким входным током. По тем же причинам диод должен быть с малыми утечками, скажем, FJH1100 имеет менее 1 pA при обратном напряжении 20 V . Ещё лучше «ПТ диод» наподобие PAD5 или ПТ 1N4417 в диодном включении, см. обсуждение в Части X1 [* ##§X1.7 ] . Следующий каскад также должен иметь высокий импеданс ( в идеале его надо делать на ПТ или МОП ОУ ).
3. Максимальный выходной ток ОУ ограничивает скорость изменения потенциала на конденсаторе, т.е. скорость, с которой выходной сигнал отслеживает вход. Таким образом, номинал конденсатора - компромисс между низким падением и скоростью изменения выходного сигнала.

Например, конденсатор 1 μF , используемый в такой схеме на пару с LM358 ( это плохой выбор из-за высокого входного тока ) будет разряжаться со скоростью \( dV/dt=I_b/C\)=0.04V/s для типового значения \(I_b\)=40 nA . С максимальным входным током \(I_b\)=500 nA скорость увеличивается до 0.5 V/s . При этом сопровождать входной сигнал ОУ может со скоростью \( dV/dt=I_{out}/C\)=0.02V/μs . Получается, что максимальная скорость отслеживаемого сигнала гораздо ниже, чем скорость нарастания самого ОУ ( 0.5 V/μs ), и ограничивается выходным током 20 mA , который накачивает конденсатор 1 μF . Уменьшая ёмкость, можно достичь более высокого быстродействия, но ценой увеличения скорости падения сохранённого потенциала. Более правильным выбором будет TLC2272 – популярный КМОП ОУ в качестве входного и выходного элементов схемы ( входной ток 1 pA ) и конденсатор \( C \)=0.01 μF . Такая комбинация даёт падение всего 0.0001 V/s и скорость нарастания схемы 2V/μs . Ещё более высокие параметры обеспечат КМОП ОУ LMC660 и LMC6041 с типовым входным током 2 фемтоампера. С последним вариантом основным ограничивающим фактором становится утечка конденсатора и диода. В таком случае надо выбирать модели с качественным диэлектриком из полистирола или полипропилена ( см. Часть X1 [* ##§X1.3 ] ) ²⁹ .

4.5.1.A Пиковый детектор со сбросом

На практике бывает полезно сбрасывать выход пикового детектора тем или иным способом. Одним из вариантов может быть установка параллельно конденсатору хранения резистора, который задаст скорость разряда \(RC\) . Такая схема будет хранить только самые последние изменения сигнала. Гораздо лучше ставить параллельно конденсатору транзистор. Короткий импульс ему в базу сбросит выход. Можно использовать ключ на ПТ. Например, на рис. 4.58A параллельно конденсатору \( C \) можно поставить МОП транзистор 2N7000. Положительный импульс на затворе разрядит конденсатор. Вместо отдельного транзистора можно поставить аналоговый ключ, например, MAX318 с последовательным токоограничительным резистором.



==256

4.5.2 Схема выборки-хранения

Очень близко к пиковым детекторам примыкает схема выборки-хранения ( S/H ), иногда также называемая сопровождение-хранение . Она особенно популярна в цифровых системах, преобразующих аналоговые величины в цифровой код для последующей машинной обработки. Чаще всего аналоговое напряжение считывается и запоминается, чтобы снизить требования к быстродействию цифровой части. Исходными компонентами схемы выборки-хранения являются операционный усилитель и аналоговый ключ. Базовая идея показана на рис. 4.60A . \(IC_1\) - буфер, создающий низкоимпедансную копию входного сигнала. Ключ \( S_1\) пропускает входной сигнал на выход в фазе «выборки» и размыкает связь в фазе «хранения». Сигнал, который присутствовал на выходе \(IC_1\) перед размыканием ключа, сохраняется конденсатором \( C \) . \(IC_2\) - повторитель с высоким входным импедансом. Он изолирует конденсатор от выходной нагрузки. Величина ёмкости \( C \) является компромиссом: ток утечки \( S_1\) и входной ток \(IC_2\) вызывают падение уровня напряжения в режиме хранения со скоростью \( dV/dt=I_{leak}\space /C\) . Т.е., чтобы снизить падение, нужен большой конденсатор. Но сопротивление включённого канала \( S_1\) вместе с ёмкостью \( C \) образуют фильтр низких частот, и, чтобы можно было работать с быстрыми сигналами, надо снижать номинал \( C \) . \(IC_1\) должна обеспечивать зарядный ток конденсатора \(I=C( dV/dt )\) и иметь достаточную скорость нарастания, чтобы отслеживать входной сигнал. На практике скорость нарастания схемы ограничивается обычно выходным током \(IC_1\) и сопротивлением включённого канала \( S_1\) .

Упражнение 4.16.
Пусть \(IC_1\) обеспечивает 10 mA выходного тока, а ёмкость конденсатора \( C \)=0.01 μF . Какую скорость нарастания входного сигнала схема может отрабатывать без ошибок? Если сопротивление канала \( S_1\) составляет 50 Ω , какую ошибку будет иметь сигнал со скоростью нарастания 0.1 V/μs ? Какое падение напряжения в режиме хранения вызовет суммарная утечка закрытого \( S_1\) и \(IC_2\) величиной 1 nA ?

И в схеме выборки-хранения, и в пиковом детекторе операционному усилителю приходится иметь дело с емкостной нагрузкой. При разработке надо выбирать модели, устойчивые при единичном усилении с заданной ёмкостью на выходе. Некоторые ОУ, например, LT1457 ( представитель семейства «CLOAD( tm) stable» фирмы Linear Technology/ADI ) специально проектируются с рассчётом на конденсатор номиналом до 0.01 μF . Некоторые другие приёмы рассматриваются в §4.6.1.B и Части X4 .

Проектировать схему выборки-хранения не требуется, потому что уже есть отличные интегральные решения, содержащие все необходимые компоненты. Фирма National выпускает [* уже нет] популярную микросхему LF398, которая упакована в 8-ногий корпус, содержит два ОУ и ключ и стоит $1.25. Схема её включения приведена на рис. 4.60B . Отметим, что обратная связь охватывает оба усилителя. Если параметров LF398 недостаточно, можно подобрать что-либо из множества других аналогичных микросхем. Например, AD783 фирмы Analog Devices уже содержит конденсатор и гарантирует фиксацию перепада 5V с точностью 0.01% не позднее чем за 0.4 μs .



==257

4.5.3 Активный ограничитель

На рис. 4.61 показана активная версия схемы ограничителя, которая обсуждалась в Части _1 [* §1.6.6.C ] . Для указанных номиналов компонентов при \( V_{in}\)<+10 V выход ОУ находится в положительном насыщении и \( V_{out}=V_{in}\) . Когда \( V_{in}\) превышает +10 V , обратная связь замыкается через диод, ограничивая выход уровнем +10 V . В этой схеме ограничения скорости нарастания приводят к появлению небольших выбросов, когда входной сигнал подходит к уровню ограничения снизу ( рис. 4.62 ).

Упражнение 4.17
Из-за конечной скорости нарастания активный ограничитель по схеме 4.61 имеет те же проблемы, что и пиковый детектор с рис. 4.58A . Внесите в схему изменения, аналогичные приёму, использованному в схеме 4.58B .

4.5.4 Детектор абсолютного значения - активный двухполупериодный выпрямитель

Схема на рис. 4.63 выдаёт на выход положительный сигнал, равный абсолютному значению амплитуды входного сигнала, т.е. является двухполупериодным выпрямителем. Как обычно, падение на диоде, свойственное пассивному выпрямителю, устраняет обратная связь.

Можно вообразить ситуацию, когда потребуется выходной сигнал, пропорциональный логарифму абсолютного значения. Небольшое изменение схемы - замена резистора обратной связи второго ОУ на диод ( или транзистор с базой, замкнутой на коллектор ) - позволяет использовать соотношение Эберса-Молла между током в суммирующей точке и падением напряжения на диоде. В Части X4 объясняется, что такая замена является основой логарифмического усилителя. Для построения полной схемы требуется ещё обеспечить температурную компенсацию зависимости \( V_{BE}\) .

Упражнение 4.18
Объясните, как работает схема 4.63 .
Подсказка: подайте сначала положительное напряжение на вход и посмотрите, что произойдёт. Затем повторите рассуждения для отрицательного напряжения.

На рис. 4.64 показан ещё один вариант двухполупериодного выпрямителя. Он может быть представлен как комбинация управляемого инвертора \(IC_1\) и активного ограничителя \(IC_2\) . Для отрицательных уровней на входе активный ограничитель удерживает точку «X» на уровне земли [* ток течёт с выход \(IC_2\) через диод и резистор \(R_3\) в отрицательный потенциал на клемме \( V_{in}\)] , превращая \(IC_1\) в инвертор [* \( G\)=–1 ] . Для положительных сигналов выход ограничителя находится в отрицательном ограничении [* т.е. на уровне земли ] и не влияет на работу схемы, а \(IC_1\) превращается в повторитель [* \( G\)=+1 ] . Таким образом, выход в обоих случаях эквивалентен абсолютному значению входного сигнала. Если запитать \(IC_2\) от однополярного источника, можно избежать проблем, вызванных ограничениями скорости нарастания в ограничителе, потому что его выходу придётся преодолевать только одно падение на p-n переходе. Отметим также отсутствие повышенных требований к точности \(R_3\) .

4.5.5 Подробное знакомство с интегратором



==258

Интегратор на ОУ был впервые представлен в §4.2.6 до того, как произошло знакомство с напряжением смещения и входным током. У той схемы ( рис. 4.16 ) имеется недостаток: выход норовит войти в насыщение, даже если вход заземлён. К этому приводят те самые входной ток и смещение, так как обратная связь в схеме на постоянном токе отсутствует, что прямо нарушает третий пункт в списке предупреждений в §4.2.7 . Проблему можно уменьшить, если взять операционный усилитель на ПТ с низкими значениями указанных параметров, подстроить нуль и выбрать как можно большие номиналы \(R\) и \( C \) . В схемах, где интегратор периодически сбрасывается замыканием обкладок конденсатора ( рис. 4.18A,B и 4.18C ), источником неприятностей остаётся только кратковременный дрейф входного тока и смещения.

Картина меняется, если начать разбираться. Рассмотрим схему 4.65 . Для входа по напряжению \( V_{in}\) в отсутствие ошибок ОУ в суммирующую точку втекал бы ток \(I=V_{in}/R\) . Для входа по току \(I_{in}\) резистор \(R\) не используется. В идеальном интеграторе выходное напряжение имеет вид \[ V_{out}( t )=-\frac{1}{C}\int I_{in}( t )dt=-\frac{1}{RC}\int V_{in}( t )dt. \]

Влияние входного тока \(I_b\) и напряжения смещения \( V_{os}\) достаточно очевидно. Рассмотрим интегратор с входом по току ³⁰ . Входной ток ОУ \(I_b\) добавляется ( или вычитается ) к истинному входному току \(I_{in}\) . Если входной ток отсутствует, выход интегратора будет меняться со скоростью \( dV_{out}/dt=I_b/C\) . Эффект от напряжения смещения проявляется в простом появлении постоянного потенциала величиной \( V_{os}\) на выходе ³¹ . В итоге, при закорачивании конденсатора \( C \) выход не обнуляется, как должен, а становится равным \( V_{os}\) .

Взглянем на цифры. В схеме 4.65 используются произвольно выбранные номиналы \( C \)=0.1 μF и \(R\)=1 MΩ . Положительный ток 1 μA начнёт менять выходное напряжение со скоростью –10 V/s . Если взять точный биполярный OP27E с достаточно высоким входным током ±40 nA (max), то скорость изменения выходного напряжения составит \( dV_{out}/dt=I_b/C\)=±0.4 V/s .

Это плохо, особенно если интегратор должен работать несколько секунд и более. Положение можно исправить, выбрав ОУ с очень низким входным током, например, LMC6041A ( суффиксы уточняют тип микросхемы; в книге всегда указывается наилучшая параметрическая группа ). Для этого усилителя гарантированный ( максимальный ) входной ток во всём температурном диапазоне составляет 4 pA , а «типичное» значение в вовсе запредельные 2 fA или \( 2×10^{-15}A\) ³² . Теперь изменение выходного напряжения в отсутствие входного тока составляет \( dV_{out}/dt=I_b/C\)=±40 μV/s . Если верить спецификации, «типичное» значение будет ещё в 2000 раз меньше, т.е. где-то 0.02 μV/s .

У читателя, вероятно, начинает возникать стойкое ощущение, что лучшим вариантом для любого интегратора будет ОУ с наименьшим входным током \(I_b\) . Жизнь на самом деле сложнее. У интегратора со входом по напряжению имеется входной резистор \(R\) . В паре с напряжением смещения \( V_{os}\) он создаёт ток, который вызывает изменение выходного напряжения, даже когда вход заземлён. Представим, что \( V_{in}\)=0 и рассмотрим, что произойдёт. Операционный усилитель пытается выровнять потенциалы на входах, имея дифференциальный сигнал ошибки \( V_{os}\) . Это напряжение создаёт ток через входной резистор \(I=V_{os}/R\) . Данный ток течёт через конденсатор обратной связи, а значит, выходное напряжение должно меняться, чтобы скомпенсировать дифференциальный сигнал \( V_{os}\) на входе. Т.е. получаем ток, эквивалентный входному току \(I=-V_{os}/R\) .

Ну, теперь понятно как выбирать усилитель для интегратора! Опять смотрим на рис. 4.65 . КМОП ОУ с очень низким входным током имеет весьма заметное напряжение смещения \( V_{os}\)=3 mV (max). Такое смещение создаёт ток 3 nA ( 3 mV , приложенные к 1 MΩ ), т.е. в тысячу раз больший, чем наихудшее значение входного тока ОУ и ставит КМОП усилитель радом с рассмотренным ранее биполярным OP27E.



==259

Если надо получить наименьший дрейф в данной конкретной конфигурации схемы, надо выбирать операционный усилитель с наилучшим сочетанием низкого входного тока и низкого напряжения смещения. Т.е. нужно минимизировать токовую ошибку \(I_{ERR}=I_b+V_{os}/R\) . В таком случае неплохим вариантом будет биполярный OP97E - точный ОУ со схемой компенсации входного тока. Он отличается сочетанием максимальных значений \(I_b\)=0.1 nA и \( V_{os}\)=25 μV . Соответствующая ошибка составит \(I_{ERR}\)=0.125 nA , что в 25 раз лучше, чем результат у LMC6041A и в 320 раз лучше, чем у OP27.

Отметим, что вклады от \( V_{os}\) и от \(I_b\) в итоговую ошибку зависят от величины резистора \(R\) . В схему на ОУ с низким \(I_b\) и относительно большим \( V_{os}\) , можно, ведь, просто поставить резистор побольше.

Если итог этих телодвижений по-прежнему не радует, и дрейф выходного напряжения слишком велик, но при этом не волнует долговременная стабильность, можно шунтировать конденсатор большим резистором \(R_2\) , чтобы обеспечить обратную связь на постоянном токе, как это сделано на рис. 4.18D . В результате интегратор перестанет работать на частотах ниже \( f \)<1/( \(R_2C\) ) . Величина \(R_2\) зависит от конкретной ситуации и может быть достаточно большой. На рис. 4.66 показан приём, позволяющий получить эффект большого сопротивления обратной связи в отсутствие резисторов больших номиналов. В данном случае он применяется в инвертирующем усилителе и в схеме выглядит как один резистор 10 MΩ , т.е. усиление по напряжению \( G\)=–100 . Преимуществом данного метода является использование компонентов распространённых номиналов и отсутствие проблем с паразитной ёмкостью, свойственных высокоомным резисторам. Следует учесть, что «Т-образная» цепь увеличивает действующее напряжение смещения в трансрезистивной конфигурации ( §4.3.1.C ). Например, в схеме 4.66 , где на входе есть высокоимпедансный источник - фотодиод, но отсутствует входной резистор, входное смещение \( V_{os}\) увеличивается в те же 100 раз ( 100×\( V_{os}\) ), а схема с обычным резистором 10 MΩ имеет нормальную величину смещения ( 1×\( V_{os}\) ). ( В примере не учитывается эффект от воздействия входного тока ОУ \(I_b\) , который здесь считается пренебрежимо малым ).

[* Объяснение работы «T-цепи»
Выходной сигнал делится резисторами 100 kΩ/1.02 kΩ в пропорции, близкой к 100:1 , а затем в 100-кратно ослабленном виде подаётся на резистор обратной связи инвертирующего усилителя с \( G\)=–1 . В итоге имеем \( G\)=–100 . На неинвертирующем входе эквивалент суммы 1.02 kΩ+(100 kΩ∥100 kΩ).

Кратное увеличение ошибки \( V_{os}\)
Здесь вновь надо смотреть на делитель выходного сигнала. Предположим, входы ОУ замкнуты между собой, т.е. имеется только деструктивное воздействие напряжения смещения. Если соединить выход со входом через резистор обратной связи, то согласно «правилу I» ( §4.1.3 ) ОУ будет давить ошибку на выходе до уровня \( V_{os}\) ( меньше он не может ) + падение на резисторе обратной связи, вызванное входным током \(I_b\) . Но согласно «правилу II» это падение равно нулю. Следовательно остаётся только \( V_{os}\) . Возвращаемся к «T-цепи». Она ослабляет сигнал на выходе ОУ в 100 раз, прежде чем подать его на резистор обратной связи. ОУ по-прежнему старается задавить ошибку на своём входе до уровня \( V_{os}\) , но теперь это только 1/100 от реального выходного сигнала.

Good to be me! ]

4.5.6 Схемные решения, снижающие эффект от утечки полевых транзисторов

Иногда схемные решения бывают столь красивыми, что вызывают нестерпимое желание познакомить с ними всех причастных. Именно к такому разряду относится схема из данного параграфа, дополняющая материал второй редакции книги. Читайте, наслаждайтесь, но не забывайте учитывать дополнительные замечания в следующем параграфе.

В интеграторе с ключом сброса на ПТ ( рис. 4.18A ) утечка между стоком и истоком создаёт небольшой ток, текущий в суммирующую точку, даже когда транзистор выключен. Если в схеме стоит усилитель с очень низким входным током и конденсатор с малыми утечками, ток утечки ключа становится основным источником ошибок схемы. Например, отличный LMC6001A «электрометрический» ПТ ОУ имеет максимальный входной ток 25 fA а высококачественный фторопластовый или полистирольный конденсатор ёмкостью 0.1 μF имеет сопротивление утечки 10⁷ MΩ минимум. Таким образом, вся схема, кроме схемы сброса, имеет паразитные утечки в суммирующей точке менее 1 pA ( для самого плохого варианта - выходного сигнала 10 V ), что соответствует скорости изменения \( dV/dt\) менее 0.01 mV/s . Эту цифру можно сравнить с утечками МОП транзистора SD210, работающего в режиме обогащения. В его паспортных данных указана цифра 10 nA при \( V_{DS}\)=10 V и \( V_{GS}\)=–5V . Другими словами, ключ сброса добавляет утечку в 10'000 раз большую, чем вся остальная схема.

Решение проблемы показано на рис. 4.67 . Два n-канальных МОП транзистора переключаются одновременно. \(Q_1\) работает с сигналом на затворе 0 и +15 V , поэтому утечка затвора ( и утечка сток-исток ) полностью убирается в состоянии ВЫКЛ, когда на затворе нулевое напряжение. В состоянии ВКЛ конденсатор разряжается, но через двойное сопротивление \(R_{on}\) . В состоянии ВЫКЛ небольшой ток утечки \(Q_2\) уходит в землю через \(R_2\) , создавая на нём незначительное падение. В суммирующей точке утечка отсутствует, потому что сток, исток, затвор и подложка \(Q_1\) находятся под одним потенциалом. ( Внимательный читатель мог бы заметить, что, учитывая наличие напряжения смещения \( V_{os}\) , виртуальная земля на инвертирующем входе ОУ подключена не лучшим образом ³³ . Положение можно исправить, и убрать подстройкой остаточную утечку \(Q_1\) ) .



==260

После подавления паразитных токов ключа естественной границей утечек, которые определяют падение напряжения на конденсаторе, является его саморазряд и входной ток ОУ. Указанный на схеме конденсатор имеет паспортное ³⁴ значение сопротивления утечки 10⁷ MΩ=10 TΩ или 10¹³ Ω . Результирующий ток имеет величину порядка 10^-16 A и пренебрежимо мал по сравнению с входным током ОУ. Для указанного LMC6001A максимальный входной ток составляет 25 fA ( 10 fA тип. ) при 25°C . С таким током максимальная скорость изменения напряжения на конденсаторе составляет 0.25 μV/s . На данный момент моделей с меньшим максимальным током не наблюдается [* LMP7721] , но можно найти микросхемы с более низким «типичным» значением. Например, для LMC6041 заявляется \(I_b\)=2 fA (тип.) при 25°C , максимальное значение при комнатной температуре не указывается, а по всему температурному диапазону максимальное значение \(I_b\)=4 pA (max). Что можно сказать об ОУ, чей типичный ток в 2000 раз ниже гарантированного максимума? Только то, что производитель знает, насколько хороша микросхема, но ему слишком сложно проверять готовую продукцию. Возможно, дешёвый LMC6041 будет работать в этой схеме хорошо, особенно если обеспечить входной контроль микросхем. В противном случае придётся платить премию за модель с гарантированными параметрами ( но стоит обратить внимание, что типовой \(I_b\) дорогого LMC6001A в 5 раз выше, чем у дешёвого LMC6041 ).

При разработке схем, в которых нужен низкий входной ток, надо следить за температурными эффектами. Все полевые транзисторы ( и ПТ, и МОП ) демонстрируют быстрый рост входного тока с температурой. Его величина удваивается каждые 10°C . Для LMC6001A указан гарантированный максимум 25 fA при 25°C и 2000 fA при 85°C [* для LMP7721 ±20 fA и ±900 fA соответственно ] . При высоких температурах входные токи полевых транзисторов ( токи утечки затвора ) могут быть выше, чем входные токи биполярных моделей ( токи базы ). Дело в том, что токи утечки экспоненциально растут с температурой, а ток базы остаётся почти постоянным ( и даже немного снижается ). Картина хорошо видна на рис. 3.48 , см. также рис. 5.6 и 5.38 .

Найти отдельные МОП транзисторы с выводом подложки достаточно сложно. Есть семейство SD210 ( префикс «SST-» у вариантов для поверхностного монтажа ) фирмы Linear Systems ( Fremont, CA ). «Т-образная» конфигурация на двух ключах сама по себе работает хорошо, но найти подходящие транзисторы без паразитного диода в подложке сложно. Короче, МОП транзисторы работают хорошо, но плавно переходят в разряд недоступных компонентов. Читателю предлагается модифицировать схему под полевые транзисторы с p-n переходом, используя идей с рис. 5.5 .

4.5.7 Дифференциаторы

Дифференциаторы похожи на интеграторы, но \( C \) и \(R\) меняются местами ( рис. 4.68 ). Инвертирующий вход находится под потенциалом земли, и изменение входного напряжения создаёт входной ток, пропорциональный скорости такого изменения \(I=C( dV_{in}/dt )\) . Отсюда, выходное напряжение \[ V_{out}=-RC\frac{dV_{in}}{dt} \qquad \qquad [4.7] \]

Дифференциаторы стабильны на постоянном токе, но имеют проблемы с шумом и устойчивостью на высоких частотах из-за высокого усиления и сдвига фазы ОУ. Эти особенности заставляют подавлять работу схемы на некоторой верхней граничной частоте. Обычный метод показан на рис. 4.69 . Конкретные номиналы \(R_1\) и \( C_2\) зависят от уровня шума сигнала и полосы ОУ. Большие значения дают большую устойчивость и меньший шум, но сужают рабочую полосу схемы. Минимальное рекомендованное значение для \(R_1\) равно \(R_1=0.5\sqrt {R_2/( C_1f_T )}\) . Конденсатор \( C_2\) дополнительно снижает шум. Начинать стоит с \( C_2≈ C_1( R_1/R_2\) ) . На высоких частотах, т.е. когда \( f≫ 1/( 2πR_1C_1 ) \) , \(R_1\) и \( C_2\) превращают схему в интегратор. Как это происходит, подробно объясняется в §4.9.3 .



==260